Victoria Olaru - YO4AYL, Dumitru Ardelean - YO9FNJ, Andrei Radulescu - YO4AUP

• exista un program de calcul pentru filtrul T care mie mi s-a parut foarte intuitiv, usor de operat si care ofera multe informatii , si care a fost dezvoltat de regretatul G4FGQ [ sk ] si care poate fi descarcat de la aceasta adresa http://www.zerobeat.net/G4FGQ ,
• un "simulator" de filtru in T, creat de W9CF, se gaseste la aceasta adresa: http://fermi.la.asu.edu/w9cf/tuner/tuner.html.
• Si mai sint si alte o multime de programe. Toate aceste programe, insa, din punctul de vedere al practicianului, au o hiba imensa, incomensurabila. Cer introducerea in datele initiale furnizate programului, atit a reactantei sarcinii cit si a Q-ului bobinei si condensatoarelor variabile, rezultatul final fiind influentat puternic de valoarea acestor parametri !!!

Daca consideram ca piesele componente sint ideale, adica sint fara pierderi, ca impedanta de intrare este 52 Ω pur rezistiva si ca impedanta de sarcina este tot pur rezistiva cu valorea de 10 Ω !!!, si ca puterea la intrarea filtrului este 1000 W rms, atunci valorile filtrului in T pentru 1,8MHz calculate cu programul lui Reg – G4FGQ, sint prezentate in Fig. 01.1 – G4FGQ - Filtru T cu Zin = 52Ω/ Z out = 10Ω, iar pentru programul lui W9CF, cu aceiasi parametri, in Fig. 01.2 – W9CF - Filtru T cu Zin = 52Ω/ Z out = 10Ω.

Fig. 01.1 – G4FGQ - Filtru T cu Zin = 52Ω/ Z out = 10Ω.

Fig. 01.2 – W9CF - Filtru T cu Zin = 52Ω/ Z out = 10Ω.

Valorile date de cele doua programe sint comparabile, cu diferente mici intre rezultate. Am calculat, pentru impedenta de iesire variabila de la 10 pina la 1000, cu programul lui G4FGQ, valorile pentru C1[pF], C2[pF] si pentru L[µH] din filtrul T.

La o eventuala realizare practica, apar citeva restrictii de calcul, impuse de piesele adevarate. Astfel:

• deoarece tensiunea de lucru a condensatoarelor variabile, pentru puteri de 500 – 1000 W rms, trebuie sa fie de cca 3,0 - 4,5 kV, valoarea maxima a capacitatii condensatoarelor variabile cu aer este, la aceasta tensiune de lucru, pentru dimensiuni acceptabile, de cca 250 - 400 pF.
• capacitatea minima realizabila a circuitului in care este montat condensatorul variabil, in cutie metalica si in vecinatatea altor piese, este de cca 40 pF
• inductanta minima a circuitului de la care incepe reglarea ei, realizabila in conditii reale, este de circa 0,30µH. [cca doua spire cu Φ 60 mm]

Valori asemanatoare se regasesc in unul din transmatch-urile foarte bune aflate pe piata, si anume la Palstar AT2K, atit versiunea initiala cit si cea "modernizata" pusa pe piata in anul 2010. Personal prefer varianta initiala deoarece "upgradul" este rezultatul "crizei" manifestata si in lumea radioului profesionalo-amatoricesc.

[ vezi: http://blog.kotarak.net/2009/02/palstar-at2k.html

"2010 Update: The current version of AT2K was changed from the original design. As a cost-saving measure, the internal 4:1 balun (used with balanced antennas) was removed from the tuner and it is now sold separately as an external option. Another change is in the inductor - the original inductor was 18 uH and was padded with extra 10 uH inductor for 160m only. The new inductor is 28 uH, eliminating the extra inductor, relay and switch at the expense of the tuning resolution."
Posted by Andrey E. Stoev at 3:29 PM pe adresa http://blog.kotarak.net/2009/02/palstar-at2k.html ]

[O foarte interesanta analiza a diferitelor scheme de transmatch o face Larry Benko-W0QE in 80 de pagini - la adresa http://www.w0qe.com/Papers/Antenna_Tuners.pdf . Se poate tipari la imprimanta si devine o lectura interesanta pentru seri lungi de iarna. ]

Fig. 06 Configuratia in T versus SPC

In ARRL – The Radioamateur's Handbook editia 1981, la pagina 19.10 si urmatoarele, se prezenta pe larg realizarea unui transmatch, in configuratie "SPC". Se spunea ca este mai bun decit cel clasic cu configuratia in T, prezentindu-se caracteristica de atenuare a celor doua filtre, in T si SPC, in Fig 26 la pag 19-12 din aceiasi editie 1981 a Handbook-ului ARRL, imagine pe care o redau, scanata, in fig 07 urmatoare.

Fig. 07 Raspunsul in frecventa al Filtrului in T si SPC [ ARRL Handbook 1981 pag 19 – 12].

In frumosii ani '80 nu aveam cu ce sa masor inductante, si nici cu ce sa ridic caracteristica in frecventa a unui filtru, dar entuziasmul era mare. Am mesterit transmatch-ul in configuratie SPC dintr-un variabil dublu de 2 x 240 pF cu statoarele si rotoarele izolate pentru C2a monoax cu C2b, un variabil de 200 pF montat cu carcasa pe izolatori pentru C1 si dintr-o bobina rotativa recuperata de la defrisari din echipamente militare rusesti. L-am folosit impreuna cu primul meu transceiver si am fost incintat de felul cum lucreaza. Efectul de muilti – Q era foarte pregnant. Citiva ani mai tirziu, la inceputul anilor '90, transceiverul si transmatch-ul au ajuns la Georgica, YO4CSG.

Mi-a placut in mod deosebit felul in care se facea acordul. Se puneau ambele variabile pe mijlocul scalei si rotind bobina se gasea punctul de "maxim afara". Se actionau apoi pe rind variabilul dinspre transceiver si apoi cel dinspre antena, pentru maxim spre antena. De obicei era suficient unul sau doua retusuri ale pozitiei condensatoarelor variabile si eventual un mic retus al pozitiei cursorului pe bobina. Maximum afara si minimum reflectat le urmaream pe un reflectometru incorporat in transmatch, cu doua instrumente de magnetofon Tesla.

La vremea aceea lipsa pieselor era cronica si de ea sufeream toti cei care mai si construiam cite ceva . Astazi nu lipsa pieselor mai pune bete in roate constructorilor.

Si, asa cum am sugerat in titlu, "On revient toujours a son premier amour", mi-am propus sa realizez si sa ma joc putin cu un transmatch in varianta "SPC". Nu l-am construit pina la forma finala, pentru ca practic nu am nevoie de el, dar, dat fiind faptul ca mare este curiozitatea, m-am oprit in faza in care am putut efectua masuratorile asupra lui.

Piesele de baza mi le-a pus la dispozitie, pentru joaca, prietenul meu Mitica Ardeleanu, YO9FNJ. Ele sint: cei doi condensatori variabili, unul simplu , cu rotor si stator izolat, cu capacitatea de 315 pF, si al doilea, dublu, cu comanda monoax, cu cele doua rotoare monobloc si izolate de masa si cu statoarele de asemenea izolate de masa. Fiecare sectiune are 275 pF. Bobina are 31 spire, are 60 mm diametru si are primele 7 spire bobinate cu pas de 7 mm pentru a permite un acord mai usor la inductante mici. Restul bobinei are pasul de 3,5 mm. Inductanta bobinei este de 21 µH.

Cu aceste valori , introduse ca si restrictii in programul de calcul al filtrului, valorile pentru executia in varianta T a transmatch-ului sint prezentate in Tabelul 3 urmator.

Observati ca in benzile de 1,8 – 21 – 24 – 28 MHz, pentru impedante sub 30 Ω, .[zona posata cu caramiziu], acordul devine foarte dificil de realizat, probabil numai cu pretul acceptarii unui VSWR peste 1:1. Schema completa a unui transmatch in configuratie "SPC"este redata in Figura 8

Fig. 08 Transmatch in configuratie "SPC" – schema de montaj.

De retinut faptul, ca prin simpla deconectare a legaturii de masa a lui C2b, schema se transforma din "SPC" in fitru clasic trece sus, in configuratie "T".

Fig. 08.1 Transformare din configuratie SPC – in T

Pentru masuratori, am utilizat:

• Piesele de baza, in executia lui YO9FNJ – Mitica, modificate pe ici, pe colo.
• Dummy Load 50 Ω / 300W – Palstar DL1500
• O sarcina cu rezistenta variabila, in trepte, de la 10Ω la 500Ω, pe care trebuie sa o adapteze transmatch – ul. Este realizata de Nora, YO4AYL, in regim home made din citeva rezistente neinductive de putere mai mare, pe care le aveam prin casa..
• Impedantmetrul folosit la masuratori, este un model CIA – HF 5012 – 5000, cu frecventa de lucru de 0.1 – 54 MHz. Destul de vechi si depasit actualmente ca viteza de masurare si de procesare a datelor de alte modele mai noi si relativ usor accesibile, dar suficient de bun pentru scopul propus.
• Transformator 1:4, asimetric – asimetric realizat pe un tor Amidon T200 – 2, home–made.
• Inductantmetru – Capacimetru model LC200A

Nu mi-am propus sa pun matematica sa reprezinte grafic caracteristica teoretica de transfer a celor doua variante de filtru rezultate [ T si SPC ] ci sa pun la dispozitia celor curiosi numai masuratorile si vizualizarea lor grafica, asa cum au fost ele facute pe "standul de probe", adica pe masa.

Piesele de baza, [ YO9FNJ] , dar modificate pe ici, pe colo, de mine !!!

Acestea sint: C1 = 1 x 315 pF, C2a,b = 2 x 275 pF, L = 21 µH.

Asa cum mi le-a trimis Mitica, le am montat pe un "sasiu" facut din sticlotextolit simplu placat si sint aratate in figurile urmatoare:

Fig. 09.01 – Piese de baza - condensatoare

Fig. 09.02 – Piese de baza Bobina rotativa L = 21 µH [31sp, D=60mm]

Fig. 09.03 – Amplasarea pieselor de baza

Asupra acestor piese am operat urmatoarele modificari. Am inlocuit lamela de contact de pe capatul cald al bobinei cu una mai lunga, cu iesire in ambele parti, care sa permita un contact direct si scurt la condensatori. Vezi Fig. 09.4 – Lamela veche si Fig. 09.5 Contact nou la bobina.

Fig. 09.04 – Lamela veche

Fig. 09.05 - Contact nou la bobina

Asupra condensatoarelor am operat urmatoarele imbunatatiri.

Am montat un ax izolant in locul celui metalic la C2a,b deoarece cuplajele elastice pe care le-am introdus in montaj nu sint izolante.

Fig. 09.06 Ax izolant la C2a,b

Am despicat lamelele de contact la rotoare pentru a realiza doua puncte de contact in loc de unul, la fiecare lamela si pentru a mari implicit suprafata de contact intre lamela si bucsa de contact de pe rotor.

Fig. 09.07 Lamele despicate la rotorul condensatoarelor

Deoarece rotoarele condensatoarelor in acest montaj nu se leaga la masa, am mutat ambele lamele de contact la rotor la capatul "din spate", acolo unde sint legaturile la bobina si mufe.

Fig. 09.08 doua lamele la un singur capat al rotorului condensatorului C1

Fig. 09.09 doua lamele la un singur capat al rotorului condensatorului C2a,b

Intr-un final, conexiunile la piesele de baza au fost facute ca in fotografia 09.10, arata ca in fotografia 09.11 si 09.12, au valorile masurate din Fig. 09.13.

Fig. 09.10 Se fac lipituri

Fig. 09.11 Conexiunile la piesele de baza

Fig. 09.12 Conexiunile la piesele de baza - detalii

Fig. 09.13 Valori masurate ale pieselor

In cele ce urmeaza, pentru a indica valoarea condensatoarelor am folosit de fapt indicatia pozitiei rotorului, in diviziuni de la 0 la 100 iar pentru bobina am indicat numarul de spire intregi plus fractiunea de spira in plus, citita pe cadranul gradat de la 0 la 1, asa cum se vede in Fig. 09.14 in care este imaginea fotografiata a panoul frontal.

Fig. 09.14 Panoul frontal

Sarcina pe care trebuie sa o adapteze transmatch–ul:

Nora a adunat de prin toate cutiile cu maimute rezistentele volumice, neinductive care stateau nefolosite si care se pretau la a face o rezistenta de sarcina cu reactanta nu prea mare. Rezultatul stradaniei sale se vede in imaginile urmatoare:

Fig. 10 Rezistenta de sarcina

Fig. 11 Rezistenta de sarcina – plan amplasare piese

Fig. 12.1 Dummy load 10 – 500 ohmi [detalii de montaj]

Fig. 12.2 Dummy load 10 – 500 ohmi [cablajul executat]

Fig. 12.3 Dummy load 10 – 500 ohmi [fotografie]

Fig. 12.4 Dummy load 10 – 500 ohmi - VSWR

Am beneficiat de posibilitatea oferita de impedantmetru de a face masuratori pe frecventa fixa, si am masurat "impedanta rezistentei R", in toata gama de unde scurte, pentru toate valorile ei. Rezultatele acestor masuratori sint inscrise in Tabelul 4.1 urmator.

Asa cum anticipam, impedanta masurata in multe pozitii difera foarte mult de valoarea rezistentei in curent continuu. Este firesc sa fie asa, pentru ca rezistenta este realizata din mai multe rezistente volumice, legate serie si/sau paralel, cu conductori de legatura lungi, si care sint amplasate intr-o cutie facuta dupa dimensiunile rezistentelor fara sa aibe vre-o legatura cu geometria necesara asigurarii unei reactante nule a intregului montaj. Analizind valorile din tabel, rezulta , pentru rezistenta R, asa cum a fost ea executata, urmatoarele frecvente maxime de utilizare:

Tabel 4.2 MUF pentru rezistenta R

In Tabelul 4.3 am redat valorile rezistentei si frecventa la care se pot face masuratori cu un grad de eroare suficient de mic pentru scopul propus, si anume acela de a evidentia faptul ca un transmatch in schema "SPC" este net superior celui in "T".

Din aceasta multitudine de posibilitati, am selectat pe acelea, care sint reprezentative. Sint in ordinea crescatoare a impedantelor, au valoarea cit mai apropiata de valoarea in curent continuu, valoarea fiind obtinuta cu sau fara balun - ul coboritor sau urcator cu raport 1:4.

Valorile capacitatiilor si ale inductantei, pentru care am obtinut un VSWR mai mic decit 1.05 la 1, respectiv pierderea prin reflectie RL [return loss] este mai mica decit -35dB, sint trecute in tabelele numerele 6 si urmatoarele, aflate in text mai spre sfirsitul acestui articol. In tabelele urmatoare pozitiile de acord sint indicate prin numarul diviziunii in cazul condensatoarelor si prin numarul de spire intregi numarate pe bobina plus fractiunea de spira intreaga citita pe butonul de acord.

Tabel 4.5 Selectia impedantelor, ordonate crescator, pentru masuratori.

Transformatorul 1:4, asimetric – asimetric, pe un tor Amidon T200 - 2

Ar fi fost de dorit sa am la dispozitie un balun 1: 4, asimetric – asimetric, cu caracteristica de transfer in frecventa plata , de la 1,8 MHz pina la 30 MHz. Ne-avindu-l a trebuit sa-l fac.

Transformatorul asimetric cu raport 1: 4 l-am executat pe un miez Amidon T200-2, si este bobinat bifilar cu 2 x 9 spire. Miezul functioneaza foarte bine de la 10 la 30 MHz, bine de la 7 la 10 MHz, acceptabil in 3,5 MHz si foarte prost in 1,8 MHz. Domeniul de frecvente de lucru indicat de fabricant pentru acest miez fiind de la 3 MHz la 30 MHz, masuratorile in banda de 1,8 MHz vor fi doar orientative. Pentru intervalul de frecvente intre 3 si 10 MHz ar fi trebuit ca bobinajul sa fie facut cu 2 x 12 spire.

Fig. 13 Transformatorul 1:4 asimetric – asimetric. Miez Amidon T200 – 2.

Fig. 14 Detalii de constructie.

Am testat transformatorul masurind VSWR si Return Loss cu urmatoarele rezultate:

Fig. 15.1 DL1500 cu transformatorul 1 la 4

Fig. 15.2 T200 ridicator 1 la 4 pe 200 ohmi

Fig. 15.3 SWR pentru DL1500 cu si fara transformatorul 1 la 4

Fig. 15.4 T200 2 ridicator 1 la 4 pe 200 ohmi – SWR

Fig. 15.5 T200 2 ridicator 1 la 4 pe 200 ohmi - Ret. Loss

Fig. 16 Impedanta de adaptat [Rezistenta impreuna cu Transformatorul 1 la 4]

Transformarea valorilor SWR in valori Return Loss exprimate in dB se poate face online pe convertorul de la adresa urmatoare http://www.siversima.com/rf-calculator/vswrreturn-loss-converter/?gclid=CLrF0e_wqbYCFYdb3godIy0ALA .

De asemenea trebuie precizat faptul ca "rezistenta" cu valoare comutabila in trepte, care este aratata in Fig.12.3 nefiind pur rezistiva in radiofrecventa pe intreg domeniul de la 1,8 MHz pina la 30 MHz, obliga filtrul sa faca adaptarea la o sarcina complexa [cu componenta activa si reactiva] asa cum este totdeauna in realitate.

Inainte de a trece la "masuratori" mai trebuie sa stabilim un detaliu. Cit de mult trebuie "fortata" adaptarea? Cit de mic trebuie sa fie VSWR – ul realizat? [ sau cit de mica trebuie sa fie pierderea prin reflectie – Return Loss] ?

Admitem ca:

• un VSWR sub 2 este acceptabil,
• cind acesta scade sub 1,75 este bun,
• daca este sub 1,5 este foarte bun
• daca este sub 1,2 este excelent.

In valori ale pierderii prin reflectie aceasta se traduce prin :

Admitem ca:

• un RL sub -10dB este acceptabil,
• cind acesta scade sub -12dB este bun,
• daca este sub -14dB este foarte bun
• daca este sub -20dB este excelent .

Tabel 5

Filtrele in configuratie T si SPC - Acord si Masuratori.

Pentru acord si masuratori am folosit atit sarcina artificiala de la Palstar, model DL1500, cit si rezistenta in trepte, confectionata de Nora, atit cu, cit si fara transformatorul 1: 4, conectat in montaj ridicator sau coboritor asa cum am aratat in Tabelul 4.5 , anterior [ click pentru vizualizare]

Presupunind ca acordul transmatch-ului se face cu semnal de la emitator,tehnica acordarii pe frecventa de lucru este urmatoarea:

1. Se fixeaza emitatorul pe frecventa dorita si se acordeaza filtrul Π din final pe sarcina artificiala neinductiva. Nu se mai modifica pozitia condensatoarelor din filtrul Π al emitatorului. Se deconecteaza sarcina artificiala neinductiva si se conecteaza transmatch-ul si sarcina care doreste a fi adaptata.

2. Se pozitioneaza ambele condensatoare din transmatch la jumatatea capacitatii [diviziunea 50]

3. Se roteste bobina pina se gaseste pozitia in care se inregistreaza o scadere a valorii swr indicata de reflectometru. [ concomitent cu o crestere a indicatiei Pout la iesirea din transmatch !!! ]

4. Se roteste C1 in sensul in care se constata o scadere a swr-ului indicat de reflectometru, si se roteste axul variabilului depasind putin pozitia de minim a indicatiei "reflectate"

5. Se roteste C2 in sens invers rotatiei lui C1 pina se depaseste punctul de minim.

6. Daca valoarea swr indicata de reflectometru este deja foarte buna, si retuseaza valoarea inductantei pentru o scadere vizibila spre zero a swr.

7. Daca swr inca este mare, in loc de a modifica inductanta se procedeaza la retusuri asupra valorii lui C1 si C2, asa ca la punctele 4 si 5 de mai sus.

8. Se retuseaza valoarea inductantei pentru swr minim, cit mai aproape de 1.

Masuratorile asupra celor doua variante de transmatch, in configuratie "T" si "SPC" le-am facut fara semnal de la emitator, adica la rece, tehnica de acord este similara cu cea expusa mai sus, cu diferenta ca dupa fiecare modificare a capacitatilor sau a inductantei am facut o noua masuratoare cu impedantmetrul, pentru a citi efectul asupra adaptarii realizate. Timpul consumat este functie de performantele impedantmetrului. Al meu este relativ lent si se consuma ceva timp cu masuratul !!!

Standul de masura este organizat pe masa din sufragerie, impinsa sub fereastra, si de data aceasta, fiindca sintem in ajun de Paste, este asociat cu "numai aici nu ti-ai intins troacele pina acum!!!" Dar….. intre timp, tot masurind, s-a facut iulie.

Fig. 17 Standul de masura

Exemplificarea "vizuala" a tehnicii de acord expusa mai sus, este prezentata in figurile 18.1 si 18.2 urmatoare in care se realizeaza acordul transmatch-ului in trei pasi, la frecventa de 1850 kHz. pe sarcina artificiala neinductiva [ DL1500 ] . In graficul din Fig. 18.1 excursia de frecventa in care se fac masuratorile este de la 1,7 pina la 2 MHz, in timp ce in Fig. 18.2 excursi de frecventa este micsorata, de la 1830 pina la 1900 kHz., aparind astfel un efect de "lupa" asupra graficelor desenate.

Fig. 18.1 SPC - 1,8 - DL1500

Fig. 18.2 SPC - 1,8 - DL1500 – LUPA

Apoi, pentru a putea incepe o discutie " SPC " versus " T " am trecut in banda de 3,5 MHz, unde am acordat cele doua variante de trans-match pe 3650 kHz, pe sarcina de 50 Ω neinductiva [Palstar DL1500] si pe 50 Ω reactiv [rezistenta confectionata de YO4AYL]

Rezultatele acestor masuratori se vad in figurile de la Fig. 19.1 pina la Fig.19.10

Fig. 19.01 3,5 MHz VSWR

Fig. 19.02 3,5 MHz RL

Fig. 19.03 Masuratori 3,5MHz - T - VSWR - comp DL1500 _ R50

Fig. 19.04 Masuratori 3,5MHz - T - RL - comp DL1500 _ R50

Fig. 19.05 Masuratori 3,5MHz - SPC - VSWR - comp DL1500 _ R50

Fig. 19.06 Masuratori 3,5MHz - SPC - RL - comp DL1500 _ R50\

Fig. 19.07 VSWR pe DL1500 - SPC versus T

Fig. 19.08 RL pe DL1500 - SPC versus T

Fig. 19.09 VSWR pe R50 reactiv - SPC versus T

Fig. 19.10 RL pe R50 reactiv - SPC versus T

Analiza acestor rezultate se face mai bine daca se grupeaza figurile de mai sus in functie de ceea ce trebuie pus in evidenta.

Fig. 19.11 Sarcina neinductiva DL1500 - SPC versus T

Filtrul SPC, acordat pe sarcina pur rezistiva, [Palstar DL1500 ], are o banda de trecere mai ingusta decit filtrul in T. Sarcina pur rezistiva este mai rar intilnita in practica, deoarece antenele reale au totdeauna si o componenta reactiva, fapt ce face ca situatia din Fig. 19.11 de mai sus sa fie oarecum numai teoretica.

Fig. 19.12 Sarcina inductiva R50 - SPC versus T

Filtrul SPC, acordat pe sarcina reala, cu componenta reactiva, are o banda de trecere mult mai ingusta decit filtrul in T. Aceasta situatie este cea intilnita in practica, deoarece antenele reale au intotdeauna si o componenta reactiva, fapt ce face ca situatia din Fig. 19.12 de mai sus sa fie situatia reala intilnita la acordul oricarei antene.. Banda de trecere mult mai ingusta a filtrului SPC face ca acesta sa atenueze la emisie foarte mult semnalele alaturate, dar mai ales face ca functionarea lui sa fie ca cea a unui multi-Q la receptie. [-20 dB la 3675 kHZ fata de mijlocul benzii de trecere aflat la 3650 kHz !!!].

O imagine de ansamblu, ca cea din Fig. 19.13 urmatoare pune in evidenta cu pregnanta cele subliniate mai sus.

Fig. 19.13 SPC versus T

Pentru cei care vor realiza pentru dotarea statiei lor un transmatch, prezint in continuare tabelele numerele 6, 7 si 8 continind mai multe informatii asupra posibilitatilor de acord ale transmatch-ului analizat de mine in aceste pagini. Am acordat atit schema in T cit si pe cea in SPC pe impedantele precizate in tabelul 4.5. Precizez ca in toate aceste tabele, SWR-ul masurat in pozitiile de acord indicate, a fost 1,01:1, respectiv RL-ul masurat a fost -46 dB. Rezultatele sint grupate astfel [click pentru vizualizare tabele]:

Tabel 6.1 pentru T si SPC pe DL1500, Z = 50 Ω neinductiv.

Tabel 6.2 pentru T si SPC pe DL1500, cu Balun 4:1 coboritor. Z = 12,5 Ω aproape neinductiv.

Am facut masuratorile numai in intervalul de frecvente de la 3,65 pina la 14,2 MHz, deoarece in afara acestui interval, impedanta masurata a sarcinii de adaptat este considerabil diferita de valoarea propusa a fi adaptata.

Tabel 6.3 pentru T si SPC pe DL1500, cu Balun 1:4 ridicator. Z = 200 Ω neinductiv.

Am continuat cu masuratorile efectuate asupra rezistentei R [Tabel 7.1 pentru Z=10Ω, Tabel 7.2 pentru Z= 2,5 Ω, Tabel 7.3 pentru Z= 400 Ω.

Tabel 7.1 pentru T si SPC pe rezistenta in trepte, R = 10 Ω [sarcina complexa]. Z = 10 Ω

De mentionat faptul ca in ambele scheme acordul este foarte ascutit. Pentru schema in T, bobina ar fi trebuit sa aibe in 1,8 MHz 5 spire in plus. In Fig 20 am redat ecranul afisat la acordul realizat in 6 pasi pentru schema SPC in 1,8 MHz pentru rezistenta de 10 Ω. Se realizeaza un raport de adaptare de 1: 5 coboritor, cu VSWR = 1,01 si un coeficient de perderi prin reflexie de -46,06 dB !!!

Fig. 20 SPC - 1,8 - R10

Acum, cu mari emotii, am incercat acordul pe 2,5 Ω si am reusit !!!

Am utilizat balun-ul 1:4 confectionat asa cum am aratat mai sus, si am obtinut performanta de a acorda transmatch-ul pentru un raport de adaptare de 1:20 coboritor, cu VSWR de 1,02 si cu RL = - 40,09 dB !!! In Fig 21.2 am redat ecranul afisat la acordul realizat in 5 pasi pentru schema SPC in 1,8 MHz pentru rezistenta de 2,5 Ω.

Fig. 21.1 Standul de masura pentru SPC - 1,8 - R 2,5

Fig. 21.2 Valori masurate SPC - 1,8 – R2,5

Valoarea impedantei "vazuta" de transmatch la borna de antena a fost de fapt Z = 2,3 Ω [cu VSWR = 11,8: RL = -1,5dB: R = 2,3 Ω si cu X= 0 Ω ] in timp ce impedantmetrul "a vazut" la intrarea in transmatch Z = 47,2 Ω [ cu VSWR = 1,02; RL = -40,09 dB: R = 47,3 Ω si X = 0 Ω ].

Tabel 7.2 ; Fig. 21.2 T si SPC pe rezistenta in trepte, R = 10 Ω cu balun coboritor 1:4. Z = 2,5 Ω

Tabel 7.3 pentru T si SPC pe rezistenta in trepte, R = 500 Ω [sarcina complexa].

In final reiau concluzia enuntata mai sus, afirmind inca o data ca eu optez pentru transmatch schema SPC, care ofera un efect multi-Q pronuntat la receptie. Este optiunea mea justificata?

S-ar mai putea face si urmatoarea remarca: Schema in "T" , avind caracteristica mai plata, ar parea ca necesita retusul acordului mai rar decit schema in configuratie SPC, sau altfel spus, la schimbarea frecventei de lucru, un transmatch cu schema SPC trebuie reacordat mai des decit cel cu schema in T, la schimbarea frecventei de lucru.

Dar oare este adevarata si aceasta afirmatie ???

Am masurat transmatch-ul in configuratie T si SPC avind conectate la iesire [ la mufa de antena] pe rind, trei impedante, de 12,5 Ω, de 50 Ω si de 200 Ω, [ vezi si Tabele 6.1, 6.2 si 6.3] obtinind date pentru functionarea transmatch-ului la rapoarte de adaptare de 1:1 si de 4:1coboritor si ridicator. Priviti cu atentie imaginile urmatoare. Ele sint facute pentru 500 kHz latime de banda, centrata pe frecventa de 14,2 MHz si permit o analiza mai exacta a celor spuse mai sus. Masuratorile sint facute cu pas de 10 kHz si de aceea diagramele apar zimtate. SWR-ul si RetLoss sint prezentate in Fig. 22

Fig. 22 SPC versus T la 14,2 MHz.

Cam mare inghesuiala de diagrame. Atentie la concluzii. Acestea sint valabile pentru impedantele adaptate in cadrul masuratorilor, respectiv 50 Ω neinductiv, [fata decare calculeaza impedantmetrul], si 12,5 inductiv [Z=15,5 Ω, R=14,5 Ω, X=5,4 Ω], 50 Ω neinductiv [Palstar DL1500] si 200 Ω inductiv [Z=194 Ω, R=189 Ω, X=42 Ω], extrapolarea nefiind o problema, asa ca sa le luam pe rind!!!

Fig. 23 Schema T

Fig. 24 Schema SPC

Fig. 25 SPC versus T, 14MHz, SWR

Caracteristica filtrului se ingusteaza pe masura ce creste valoarea impedantei adaptate. Din punctul devedere al VSWR – ului realizat de adaptor, pina la 200 Ω nu este nevoie de retusarea acordului in banda de 14 MHz. sic!

Fig. 26 SPC versus T, 14MHz, RetLoss

Efectul de "multi – Q se vede !!!

Fig. 27 SPC versus T la 14,2 MHz. prezentata altfel

Nu fiti tentati sa spuneti ca nu e mare diferenta intre T si SPC. Revedeti Fig. 19.6, Fig. 19.10 si Fig. 19.12 pentru 3,5 MHz !!! [ click pentru revizionare]

Q.E.D.

Deci daca vreti banda ingusta cu efect multi-Q la vinatoarea de DX, alegeti " SPC ", daca va plimbati de colo, colo, de la un capat al benzii la altul, alegeti tot "SPC" . Eu ramin cu toata convingerea la "SPC ". Multi – Q – ul cistigat cu pretul unui eventual retus al acordului este infinit mai important decit comoditatea creata de a nu invirti putin de un buton.

Victoria Olaru - YO4AYL, Dumitru Ardelean - YO9FNJ, Andrei Radulescu - YO4AUP 

Articol aparut la 26-7-2013

13964