Nicu Crisan YO5OUC

Transmatch-urile sunt alături de BALUN-uri printre cele mai „iubite” și mai fascinante dispozitive îndeosebi în zona noastră de hami. Practic un transmatch este un dispozitiv de adaptare a impedanței în complex conjugat, ce este indispensabil ori de câte ori antena nu este rezonantă pe frecvență sau este rezonantă, dar, rezistența ei de radiație este ori prea mare ori prea mică comparativ cu  impedanța de ieșire a transceiverului. Am remarcat că în timpul QSQ-urilor din banda de 80 m, stând la taclalele ori la o cafeluță, că, rolul samariteanului milostiv sau cu alte cuvinte “facerea de bine” este deseori atribuit transmatch-ului. Nu de puține ori totuși, facerea de bine vine însoțită de consecințe, așa că, sintagma de “păcălici de transceiver” sau de “scăpărici de antenă” este uzată și de subtilul HI de care noi toți abuzăm adesea; suntem de acord însă când vine vorba de benefica-i prezență precum a unui câine păzitor pe lângă casă. AT-ul devine cu atât mai necesar dacă un porcușor stă la îngrășat ( a se citi corector de propagare) la aceia ce iubesc caloriile. Clasificarea AT-ului în categoria “păcălicilor” am impresia că se datorează în principal  amplasamentului său atipic,  în locul cel mai nefiresc, lângă stație sau cum îmi vine mie să-i zic, la căldurică. Acestă locație ingrată cred că i-a adus și o “faimă” de mincinos cu rol de “păpălică”, acela de “înghesuici” al undei pe cablu sau îndopici de pasări de curte. Și nu au dreptate ham-hamii? Eu cred că da mai ales dacă mergi pe mâna lui “safety’s first”, pentru că mai nou, producătorii încep și ei prin al integra în stație. Lucrul acesta poate fi discutabil, dar în nici un caz contraproductiv, tocmai de aceea, propun o trecere în revistă a unor fenomene foarte interesante vizavi de rolul și locul AT-ului acolo unde i se “cade”. Dacă reabilitarea lui la locul de muncă,  între stație și intrarea liniei coaxiale va fi sau nu “de bine”, vom vedea. Nu în ultimul rând, aș vrea să vă arăt și alte modalități de abordare a adaptării de impedanță (cea clasică ne fiind singura!). În fond, fiecare avem deja propria imagine despre rolul și locul AT-ul, dar indiferent de cât este de diferită, un cozonac în plus nu va amărî pe nimeni, transmach-ul fiind ca prăjitura noastră cea de toate zilele la picnic cu radiofrecvența.

Pur și simplu “albii nu pot sări”

Acesta este numele unui film cu celebrii Woody Harrelson și Wesley Snipes despre doi jucători de baschet, o comedie dramatică plină de farmec și savoare. Mesajul ar fi că albii sunt ceva mai “moi” mai subțiri cum zicem noi ardelenii, cel mai probabil din cauza unei vieți mai comode. Eu de exemplu mă încadrez în categoria albilor ce nu pot să sară pentru că altfel mi-aș fi montat adaptorul de impedanță (AT-ul) chiar la intrarea antenei filare, nu lângă stație, la căldurică. Oricât de atrăgătoare pare a fi ideea adaptării la “sol”, aceasta, nu se poate “pune”cu adaptarea făcută de cineva ce are scară lângă stație direct în pod (poate chiar în spirală). Răspunsuri ceva mai “rumegate” încep oricum cu mai gânditul “depinde”, să vedem aici de ce. Porecla de “păcălici de transceiver”, sau “scăpărici de antenă” este haioasă, dar folosită des, dezorientează. Personal nu agreez sută la sută această sintagmă și cred că ar trebui explicată mai pe îndelete. Iată cum!

Este cunoscut faptul că impedanța pe orice linie de transmisie coaxială se repetă din lambda pe doi în lambda pe doi indiferent de impedanța caracteristică a liniei. Ca urmare, indiferent ce impedanță are antena,  aceasta se repetă la o distanță  . Părerea multor radioamatori experimentați conform cărora este mai bine să ai o linie coaxiala în lambda/2 pentru că antena ar “apărea”  ca și cum ar fi conectată direct la intrarea transceiverului este adevărată, dar, NUMAI pentru o linie fără pierderi. Oricum în cazul unei linii coaxiale cu pierderi mici (cu pierderi mari sper să nu vă puneți niciodată), regula repetării impedanței nu mai este valabilă. Dacă impedanța antenei este foarte mare sau foarte mică nu am avea oricum nici un avantaj chiar dacă impedanța antenei s-ar repeta în vre-un fel la intrarea în receiver. Oricum am lua-o repetarea impedanței antenei la capătul celălalt al liniei nu este totuna cu legarea antenei direct la stație. Această afirmație a mea se bazează pe faptul că linia intră și ea în jocul de-a adaptarea și îl joacă cât se poate de “prost”. Să luăm de exemplu rezultatul indicat de programul Transmission Line v2.0 (vezi [2]) ce este un produs excelent pentru înțelegerea fenomenului menționat anterior -vezi Fig. 1.

Dacă alegem ca referință un cablu slab (pentru a evidenția mai bine fenomenul), cum ar fi binecunoscutul RG58C/U de 50Ω, atunci se poate vedea cum impedanța mare de la un capăt ( de exemplu 300+j3000Ω) se pare că se repetă la o distanță de 32 m () pentru frecvența de 3 MHz. Pe diagrama Smith impedanța ce se “repetă” (apare ca un punct roșu) este plasată foarte aproape de impedanța de 300+j3000Ω care ar fi impedanța antenei (punctul albastru). Totuși între cele două impedanțe diferențele valorice sunt majore (At input față de At Load). Deși punctele albastru și roșu par apropiate pe diagrama Smith, în acea zonă, diferențele dintre valorile impedanțelor sunt foarte mari. Se vede în figura 1 că impedanța la intrare pe linia coaxială (cu roșu “At input”-Fig. 1) este de 386+j275Ω, mult diferită de cea din capăt, deși, linia este în lambda pe doi la frecvența de 3 MHz adică de exact de 32 m (factorul de viteză al liniei fiind 0,66). Presupunerea repetării “antenei” la capătul celălalt al unei linii în semiundă nu se confirmă pentru RG58 și nici pentru orice alt cablu cu pierderi fie ele chiar foarte mici.

Fig. 1 – Transmission Line v 2.0 – Punctul roșu este impedanța ce se repetă la celălalt capăt al liniei coaxiale în lambda pe doi (At input )

Totuși în acest exemplu cei mai experimentați (să le zicem ham-seniorii!) în ale RF-ului vor simții că am făcut un fel de truc ieftin (adică mi-am cam pus o potcoavă în mănușă). Ne repetarea impedanței este adevărată, dar, numai pentru o impedanță foarte mare cum este cea aleasă de mine. Pentru o impedanță mai apropiată de mijlocul diagramei Smith sau una în partea stângă a ei lucrurile stau întocmai cum s-a presupus (asta ca să împac și capra). Eu însă tocmai de acea zonă dificilă (crepusculară aș zice) vreau să mă leg, acolo unde sunt situate cele două puncte, zonă în care, se îngrămădesc toate impedanțele mari și foarte mari. O zonă dificilă aproape ciudată! Aici ar fi plasate impedanțele mari de la capetele dipolului sau  a mijlocul dipolului pe frecventele pare de rezonanță ori ale antenelor ultra scurtate cu încărcări ce au o reactanță foarte mare. Toate AT-urile sunt puse aici la grea încercare.

Utilizarea unui AT pentru adaptarea impedanței 300+j3000Ω este cu adevărat dificilă pentru că o eventuală adaptare în complex conjugat ce folosește un adaptor în L/T/Pi de tip LC ar solicita (din cauza toleranței sau tensiunilor mari) componentele reactive serie/paralel ce ar produce deplasarea pe un cerc de rezistență/conductanță constantă pe diagrama Smith. O toleranță de numai 5% a reactanțelor folosite în AT nu ar fi suficientă pentru adaptare în acest caz. Coeficientul de reflexie măsurat la intrarea pe linie este, în această zonă, deosebit de sensibil la variațiile componentelor AT-ului (fiind unul din motivele ce aduc după sine și problemele). Puterile disipate pe rezistențele de pierderi ale bobinei L2 și capacității C1 din figura 3 ar destabiliza tuner-ul la puteri mai mari. Același fenomen apare dacă se încearcă adaptarea unei impedanțe cu rezistență mică și reactanță foarte mare. Plasarea AT-ului lângă antenă este în mod sigur o idee foarte bună pentru că se elimină din pierderile ce implică efectul liniei în lanțul de adaptare al AT-ului și se stabilizează sistemul de adaptare. Totuși nici în acest caz, apropierea AT-ului de antenă nu este suficientă. Ori de câte ori impedanța de adaptat se apropie prea mult de marginea diagramei Smith (sau factorul de calitate Q al sarcinii este foarte mare), adaptarea cu AT-uri în complex conjugat este de la foarte greu spre imposibil de realizat. Dacă impedanța de adaptat ar fi pur reactivă cu rezistența zero atunci adaptarea cu componente LC devine practic imposibilă. Din fericire, o asemenea impedanță nu va caracteriza niciodată un circuit radiant (ce are în mod normal un Q mic) ci mai degrabă o bobină sau un condensator ideal. Impedanțele plasate pe cercul R=0 de pe diagrama Smith nu caracterizează în mod natural o antenă. Zona din dreapta unde sunt plasate cele două puncte colorate este una ce ridică probleme majore tuturor dispozitivelor de adaptare. Cum ar arăta totuși un AT ce s-ar “încăpățâna” să facă adaptarea impedanței 300+j3000 la frecvența de 3 MHz, se vede în figura 2.

Fig. 2 – AT între antenă și linia coaxială – Pentru adaptarea impedanței prea mari o variație mică a valorii bobinei paralel sau capacității serie ar produce imediat o dezadaptare pronunțată deci adaptarea practic devine dificilă (mai ales la puteri mari din cauza pierderilor, componentele se încălzesc și își modifică ușor valorile deci AT-ul se destabilizează sau se dezacordează foarte ușor)

Dezacordarea AT-ului pare improbabilă dacă privim componentele LC ca fiind ideale. Idealizarea componentelor induce în eroare, asupra unor fenomene reale și după mine în acest exemplu idealizarea este o mare greșeală. Ce ar solicita mai tare AT-ul dacă impedanța de acordat se află în această regiune?

Fig. 3 Toleranță de 5% față de valorile L2 C1 din figura 2 – La o variație mică a reactanțelor, AT-ul se dezadaptează și puterea transferată sarcinii este de doar 64% - coeficientul de reflexie fuge la propriu din mijlocul diagramei Smith în cadranul 4 unde caracterul este capacitiv

Când impedanța antenei se află în cadranele 1 sau 4 pe diagrama Smith aproape de punctul în care impedanța tinde la infinit, tensiunile pe componente sunt foarte mari și curenții foarte mici. Aici se produc descărcările între armăturile capacității de acord. Capacitățile de acord din AT sunt în acest caz foarte solicitate (mai ales condensatoarele derivație cu o armătură la masă). Tensiunile foarte mari reprezintă principalul factor ce dezacordează/perturbă aici AT-ul.

Dacă albii nu pot să sară atunci pot să sară negrii?

                Fiind pasionat de jocul de baschet pot să vă spun cu mâna pe inimă că dacă cineva poate să sară cu adevărat suficient de sus, acesta e mai degrabă un negru decât un alb (fără supărare!). În cazul de față se va sării până sus la bornele antenei și pentru că se poate, se va utiliza un AT cu componente ideale (de culoare neagră...). Noi ceilalți ce nu putem sări atât de sus vom privi de jos. În cazul enunțat mai sus AT-ul ar transfera toată puterea ce ajunge sus, antenei. Nu vrem să știm ce face antena cu puterea injectată, vorba unui amic, propagarea e o chestiune prea complicată. OK, de acord cu el. Să lăsăm radiația de-o parte, asta fiind o chestiune cu mult mai multe ... “fețe”.

Antena înghite puterea de la capătul liniei, să zicem, dacă AT-ul își face treaba lui de păpălică! Dacă cel puțin prin absurd AT-ul este fără pierderi și C1 și L2 au toleranță zero atunci coeficientul de reflexie la intrarea în AT este zero (pct. alabastru din figura 4). În figura 4, AT-ul format din L2 și C1 transferă peste 99% (Pt) din puterea ce ajunge la capătul liniei RG58, antenei, dacă și numai dacă, cele două componente sunt ideale (lucru de care ne îndoim cu toții desigur). Nu avem nici un contraargument prin care să spunem că nu s-ar putea transfera această putere antenei sau că puterea s-ar pierde pe undeva urmând ipoteza AT-ului ideal. Tocmai de aceea nu vom putea înțelege urmând această supoziție de ce antena nu primește în realitate toată puterea (100 W) înghițită de linia coaxială. Singura ipoteză plauzibilă a pierderii puterii este într-o formă absolut ireversibilă, pe rezistențe, disipată în căldură și irecuperabilă (puterea disipată pe rezistența de radiație a antenei face în acest caz excepție pentru că nu este o rezistență obișnuită). Grație rezonanței produsă de AT și a componentelor reactive IDEALE (să zicem - chipurile) energia din câmpuri este pasată de la o componentă capacitivă la una inductivă și recuperată din nou pe semialternanța următoare. Energia din câmpuri, din componentele LC ale AT-ului ideal, nu se pierde ci este recuperată dacă, coeficientul de reflexie la intrarea AT-ului este egal cu zero (aceasta este fenomenul aflat la baza rezonanței – pentru cine îl poate înțelege).

Fig. 4 Să zicem că teoretic se poate obține un transfer de peste 99% din putere de la transceiver la antenă chiar în aceste condiții dificile numai dacă AT-ul este ideal

Fig. 5 Pierderile în cazul obținerii adaptării pe un cablu RG58 de 100m pentru o sarcină de 300+3000Ω

Această recuperare a energiei ce apare numai la rezonanță, permite (teoretic) transferul puterii de la generator înspre partea rezistivă a sarcinii (în timp ce componentele reactive joacă baschet cu câmpurile și nu ratează niciodată “mingea” fiind jucători profesioniști ideali ce pot sări). Acest salt în lumea ideală a AT-urilor este posibil doar în imaginație. Cine o are. Eu nu pot să o am în acest caz. De ce? Pentru că atunci când stai cu picioarele pe pământ lucrurile se văd altfel. Idealizarea aici deturnează/distorsionează realitatea (ca ochelarii de vacă cu lentile verzi). Apăsând butonul “Plot matched line loss” de pe panoul frontal al programului Transmission Line v2.0, vom reveni cu picioarele pe pământ (vezi figura 5). Linia RG 58 are 2.5 dB/100m pierderi la frecvența de 3MHz, și acestea cresc cu creșterea frecvenței. Introducerea liniei coaxiale cu pierderi în lanțul de adaptare prin mutarea AT-ului de sus de lângă antenă jos lângă stație pare curată neghiobie. Această „neghiobie” spulberă și visul nostru despre AT-ul ideal pentru că, odată cu coborârea lui lângă stație, cablul neideal RG58 intră și el în jocul de baschet dintre componentele LC, și, joacă prost. Pierde mingi deci pierde din energie pe fiecare semialternanță. Energia zboară la proriu în ambele sensuri de la inductanța antenei la capacitatea de acord a tunerului. Acest joc de-a radiofrecvența are loc printr-un mediu cu pierderi (linia noastră coaxială). Totuși! Grosul pierderilor nu pare să fie pe cablul RG58. S-a scris pe acest sait despre AT-uri cu pierderi de 60-80% din puterea aplicată la intrare. Despre această criză a puterii în care impedanța antenei este prea mare și depășește domeniul de acord (să-l considerăm la circa 10-600 Ω) al AT-ului s-a mai scris aici. Pe de altă parte alți hami-seniori nu au fost de acord cu aceste pierderi și le-au combătut vehement. Aveau și ei dreptate pentru că asemenea pierderi ar produce o căldură consistentă ce în mod normal, nu pare a se regăsi pe componentele LC din AT. Primii s-au apărat în final arătând cu degetul spre rezultatul măsurătorilor și garantând cu experiența lor. Al doilea grup, a contracarat cu argumente solide, cum ar fi că pierderi de 60% nu pot să apară într-un AT ideal. Primii au parat cu măsurătorile și datele obținute prin laboratoare omologate. Ce se ascunde în spatele acestei probleme? Pentru mine e evident că și unii și ceilalți au dreptate, dar numai dacă îi asculți separat (exact ca la divorț). Nu are rost să implicăm în aceast joc al puterii switch-urile AT-ului (ce sunt niște mici copii – ca și la divorț copiii nu sunt de vină). Pur și simplu nu pot suporta asemenea pierderi. Această dispută între cele două tabere vizavi de întrebarea unde se duce puterea, poate fi asemănată cu disputa privind natura fotonului („undă sau corpuscul” ori cu „a fi sau a nu fi”). De aceea, consider că ar merita dezbătută mai pe larg.

Fig. 6 AT-ul între transceiver și linia RG58 (la căldurică)

La prima vedere în figura 6 se vede că AT-ul păcălește stația căreia “îi arată” centrul diagramei Smith (centrul terenului) unde coeficientul de reflexie este zero și VSWR-ul 1:1. Stația e bucuroasă nevoie mare că poate “îndesa” cei 100W la intrarea pe linie. Finalii sunt și ei fericiți că nu se vor prăjii mai tare decât trebuie. Puterea este pasată ca o minge în mijlocul terenului, jocul de-a radiofrecvența abia acum începe. Toată lumea se uită la minge. Aici însă apare problema pentru că, nu e singura minge din teren așa cum am crede din naivitate. Exact ca la circ. A doua minge intră în joc și cade dintr-o mânecă.

Unde ajunge puterea – Ce răspund românii?

                Iată întradevăr o întrebare grea, ceva de genul „ a fi sau a nu fi”. Cei ce au instrumente de măsură pot să-și facă singuri o sarcină 300+j3000Ω pentru 3MHz și pot să măsoare puterea disipată pe rezistență folosind un AT desigur și un osciloscop. O să aibă o surpriză mai ales la puteri injectate de peste 100 W. Sunt aici articole foarte bune pe această temă, dar problema nu e să măsori ci mai degrabă ce răspund românii la această întrebare. Răspunsurile pot fi fascinante, surprinzătoare chiar, dar trebuie selectate cu mare grijă după cuvinte precum: antenă, tuner, impedanță, VSWR, coeficient de reflexie etc. toate celelalte răspunsuri ce uzează la maxim litera F trebuie omise.

Această întrebare a adus și aici pe acest sait la o dispută între seniori și a fost interesantă după cum vă spuneam. Seniorii au ținut cu dinții de aparatele lor de măsură și s-au justificat prin faptul că la antenă nu ar ajunge mare lucru. Și nu aveau dreptate? Ceilalți seniori ce nu au aruncat nici acum la bătrânețe cărțile de fizică au pus întrebarea capcană cu AT-ul ideal. Și nu prea iasă nici din calculele pentru că, de, pierderile mari aduc după sine și căldură mare. Aici însă cu încălzirea AT-ului stăm prost deși este vară și extrem de cald afară. Ceva trebuie să se încălzească, dar oare ce, pentru că AT-ul va rămâne rece.

Eu cred că pentru cine înțelege această dilemă este un exemplu clasic în care ne putem da seama că deși aparatele de măsură sunt la bază (dacă nu chiar baza), ele nu ne vor răspunde la întrebări. Răspunsurile la întrebările grele vin numai dacă construim modele ce urmăresc realitatea. Cu alte cuvinte o bună practică începe întotdeauna cu o temeinică pregătire teoretică ceea ce devine evident doar cu vârsta (uneori nici atunci).

Să construim deci un model bun – Sau “Uno vino veritas”

Vinul bun se spune că este incapabil să mintă. Toate senzațiile pe care ți le oferă sunt autentice. Precum vinul bun modelele bune urmăresc rezultatele măsurate corect și deschid noi perspective consumatorului de “modele”. Dacă este “bun” atunci modelul îți deschide “și apetitul”, eventual un nou orizont în care vei găsi răspunsul la întrebarea ta. De cele mai multe ori însă acest răspuns o să te surprindă pentru că nu este tocmai ceea ce ești pregătit să afli. Important este dacă ești dispus să-l și accepți după ce te trezești iar la realitate.

-          Diagrama Smith

Diagrama Smith este indispensabilă atunci cînd dorești să ai imaginea de ansamblu a fenomenelor ce au loc aici în RF. Aceasta a fost descoperită de P. H. Smith în 1939 și venea la pachet cu multe alte lucruri bune direct de la brand-ul Bell Laboratory. Diagrama este o reprezentare grafică a impedanței  în funcție de coeficientul de reflexie  de-a lungul unei linii de transmisie adică a ecuației 1, în dulcele stil clasic din anii 40-50 când un inginer de RF trebuia să dea absolut totul:

 ec. 1

Unde:             - rezistența dintr-un punct oarecare de pe linie

                          - reactanța inductivă sau capacitivă

                          - partea reală a coeficientului de reflexie măsurată în același punct

                          - partea imaginară a aceluiași coeficient de reflexie

Ec. 1 este cunoscută și caracterizează relația dintre impedanța măsurată pe linii de RF sau circuite RF și coeficientul de reflexie. Important este că această ecuație este cea care determină alte două ecuații dacă se separă partea reală de partea imaginară (ec. 2 și 3).

 ec. 2 – cercuri parametrice de R constant

ec. 3 – cercuri parametrice de X constant

Cele două ecuații reprezintă cercuri în planul complex xy. În ambele ecuații variabilele sunt  pe axa x și  pe axa y. Pentru ambele variabile scara pe x și pe y (variația) este liniară. R și X reprezintă parametrii ce pot lua o infinitate de valori astfel: R (rezistența) mai mare sau egal cu zero și X (reactanța) ce poate lua orice valoare reală pozitivă sau negativă. Variația parametrilor R și X se face după coordonate curbilinii urmând curbele determinate de circumferința unor ceruri. Ca urmare orice punct de pe diagrama Smith este caracterizat de doi parametrii: coeficientul de reflexie și impedanța.

Fig. 7 Interpretarea diagramei Smith – La intersecția cercurilor roși citim impedanșele Z – la intersecția cercurilor albastre putem citi admitanțele Y

Cercurile cu roșu ce au centrele pe axa x (abscisa) sunt generate cu ec. 2 menținând parametru R constant. De aceea se numesc cercuri de rezistență constantă. De exemplu toate impedanțele ce au rezistența de 50 Ohmi se regăsesc pe cercul pe care scrie cu roșu 50.0. Este cel mai important cerc pentru că de fiecare dată când vom face o adaptare de impedață el ne va conduce în centrul diagramei Smith unde impedanța este de 50 Ω, adică acolo unde este impedanța de ieșire a transceiver-ului (centrul terenului sau Zin). Toate rezistențele pure se găsesc pe axa x. În stânga este R=0 și în dreapta R infinit. Pe cel mai mare cerc desenat cu negru se află toate capacitățile (jumătatea de jos) și toate inductanțele (jumătatea de sus). Reactanțele lor sunt marcate cu roșu pe marginea diagramei pe jumătatea de sus (bobinele). Valorile sunt plasate simetric și în jumătatea de jos sunt negative (nu sunt marcate, se deduc din cele de sus). În jumătatea de jos sunt marcate pe margine susceptanțele (cu albastru). Admitanțele se obțin prin rotirea diagramei Smith cu 180 grade. Cercurile de rezistență constantă (generate cu ec. 2) se transformă astfel în cercuri de conductanță constantă G=ct prin rotația cu 180 grade a diagramei (adică cercurile cu albastru ce au și ele centrele pe axa x). Cercurile de reactanță constantă X=ct se transformă după rotire în cercuri de susceptanță constantă B=ct (tot cu albastru ce se curbează spre marginea diagramei). O impedanță Z se va găsi la intersecția unui cerc R=ct cu un cerc X=ct. O admitanță se va căuta la intersecția unui cerc de G=ct cu unul B=ct. Orice impedanță sau admitanță are o reprezentare pe diagrama Smith.

Fig 8 – O linie RG58 cu vf=0.86 ce are la capăt o rezistență de 100 Ω. Linia este considerată fără pierderi (idealizată) – lungimea liniei la 3MHz este jumătate din lungimea undei în dielectric adică circa 32 m.

Cercul negru este cercul liniei (fig. 8) pe el fiind plasate toate impedanțele ce pot fi măsurate pe linia de transmisie. E suficient să știm o singură impedanță pentru ca să le putem calcula pe toate celelalte. Deplasarea pe acest cerc este practic echivalentă cu deplasarea pe linie. În sens orar e ca și cum am merge spre generator, în sens antiorar spre sarcină. Se poate vedea că la o rotație cu 360 grade pornind de pe sarcina de 100 Ω se ajunge într-un punct în care impeddanța sarcinii se repetă. O rotație cu 360 grade pe cercul liniei este echivalentă cu o deplasare pe linia coaxială cu exact lambda pe doi. Acest lucru este valabil numai dacă nu luăm în considerare pierderile liniei. Cum linia are pierderi cercul liniei se transformă într-o elipsă precum traiectoria unui satelit ce pierde înălțime. Pe măsură ce ne îndepărtăm de sarcină modulul coeficientului de reflexie începe să scadă pînă când vom ajunge în centrul diagramei Smith. Aici lucrurile arată bine pentru reflectometru. Linia fiind foarte lungă, pierderile mari, el nu poate detecta unda reflectată și ne va indica SWR=1:1, dar e mincinos. O linie foarte lungă se va adapta singură pentru că unda reflectată se va disipa și nu mai ajunge la reflactometru. Din această cauză VSWR-ul măsurat jos lângă stație arată mai bine decât cel măsurat lângă antenă (e mincinos).

Să vedem ce se întâmplă dacă vom plasa o rezistență de 100 Ω în serie cu sarcina. Rezistența sarcinii va fi de 200 Ω și cercul liniei are o rază mai mare și un SWR=200/50=4. Nu e bine! Dacă vom plasa în paralel o rezistență de 100 Ω atunci două rezistențe de 100 în paralel vor produce o rezistență echivalentă de 50 Ω. În cazul acesta am făcut o adaptare de impedanță pentru că efectul rezistenței derivație este că a determinat saltul din 100 (de pe sarcină) în 50 deci în mijlocul diagramei Smith unde măsurăm SWR=1. Totuși în acest caz puterea se va pierde în proporție de 50% pe rezistența plasată în derivație cu sarcina. Cu alte cuvinte nu e bine să facem adaptări de impedanță folosind rezistențe. Ce alte componente mai avem la dispoziție?

Fig. 9 AT-ul rezultă aplicând regula deplasării – DP1 sarcina – TP2 -TP3 (centru diag.)

Mai rămân componentele reactive LC desigur. Dacă vom plasa o componentă reactivă în serie cu sarcina aceasta va determina numai modificarea reactanței. Deci rezistența sarcinii va rămâne tot de 100 Ω, constantă. Rezultă că ori de câte ori plasăm o componentă serie vom produce o deplasare pe un cerc de rezistență constantă în sus pentru bobine (reactanța crește) sau în jos pentru condensator (reactanța scade). Dacă plasăm o componentă reactivă în paralel cu sarcina atunci aceasta va determina deplasarea pe un cerc de conductanță constantă (regula sensului se păstrează). Nu e nevoie să știm cum se calculează aceste componente pentru că programul Smith v4.1 scris de prof. Fritz Delsperger ne va asista și face calculul. Regula de bază e să NU folosim rezistențe și să pornim de pe sarcină și să ajungem în centrul diagramei (adică la ieșirea stației sau la intrarea pe linia coaxială în Zin). În fig. 9 plecăm de pe sarcina DP1 = 100Ω adică din ZL. Vrem să ajungem pe cercul R=50 deci vom plasa o bobină derivație și vom sării din DP1 în TP2 ce se află pe cercul R=50. Acest salt va fi produs de o bobină de 5.3 nH în paralel cu sarcina. Strategia sau rolul primei componente reactive din AT este să transforme impedanța sarcinii din ZL într-o impedanță ce are partea reală egală cu impedanța caracteristică a liniei (50Ω). Ultimul salt din TP2 (ZTP2=50+j50) în TP3 implică deplasarea pe un cerc de R=ct deci vom avea nevoie de un condensator în serie. Acesta va scădea reactanța lui TP2 la zero. Pentru a neutraliza reactanța lul TP2 un condensator de 1.1 nF va fi necesar la frecvența de 3MHz. Acesta este responsabil de rezonanță (adică deanularea reactanței). A rezultat astfel un AT simplu de tip L cu numai două piese. Este un transformator de impedanță pe de-o parte și un rezonator pe de altă parte. Din spatele acestui AT se va vedea Zin = 50 Ω adică suntem în centrul diagramei unde VSWR-ul este 1:1 și toată lumea mulțumită.

Aceasta este regula de bazaă a jocului cu AT-ul ideal. Oricine se poate juca cu acest program și poate proiecta AT-uri cu maxim 5 componente (suficient de multe zic eu, maxim trei fiind suficiente în majoritatea cazurilor). Dacă ZL > 50 Ω atunci AT-ul este ca untransformator ridicător de tensiune. Pentru ca la ieșirea stației și implicit intrarea pe linie (Zin=50Ω) să avem 100W transceiverul trebuie să ofere o tensiude maximă de 70.7 V (). Pentru ca aceași putere să ajungă la rezistența sarcinii de 100 Ω, AT-ul ridică tensiunea de vârf la 100 V. Curentul prin sarcină o să scadă de la 1.41A la 1A. La intrarea AT-ului impedanța este de 50 pe când la ieșire este 100. AT-ul nu este numai un simplu transformator de impedanță este și un adaptor de impedanță și un rezonator (de unde numele de transmatch ori tuner – “acordor”). AT-ul este un fel de diapazon electronic, fără el tonul instrumentului sună fals.

AT-ul acordează antena? Da sau nu? – repede ca la starea civilă.

                Răspunsul scurt este NU. Cel lung este DA deunde (vorba XYL-ului – „nu mi-a plăcut dragă tonul pe care ai spus tu DA”). AT-ul este un diapazon ce mai degrabă acordează “urechile stației” adică finalii. Stația este ca un spectator într-o sală de concert, urechea spectatorului este educată să-i placă mai degrabă ce aude. Dacă antena cântă fals și e dezacordată, AT-ul va nuanța  sunetele false în urechea finalilor ca totul să pară divin. Totuși, vioara scârțâie rău și regele e cât se poate de gol.

O antenă cu rezistență de radiație mare are însă potențial chiar dacă nu e acordată! Reactanța mare a antenei mai poate fi “trasă” de AT chiar dacă cu niște costuri colaterale.

O antenă cu impedanță de radiație aproape de zero e bună de aruncat. Aceasta va lucra cu eficiențe mici de radiație pentru că rezistența de radiație devine comparabilă cu rezistența ohmică de pierderi. E cazul antenei inductive ultra scurtată sub lambda/8 (ce este mai degrabă bobină decât antenă). Dar să nu discutăm despre antene pentru că nu vom termina niciodată, ci, strict despre AT-uri.

Totuși dacă AT-ul este plasat lângă antenă atunci el va acorda antena? Ar fi ca și cum am micșora sau alungi lungimea electrică a antenei. Cam ca și cum am plasa inductanțe sau trap-uri sau capacități în serie/paralel cu punctul de intrare al antenei. Ce vă spuneam că acordul la sol nu e totuna cu acordul unui AT ce este conectat la borna antenei. Chiar dacă linia coaxială e în semiundă, nu este ca și cum antena ar fi conectată direct la stație. Adaptarea cu AT-uri plasate lângă antenă bate adaptarea cu un AT plasat jos, lângă stație, ce acordă doar urechile fanilor și a reflectometrului. Totuși chiar dacă AT-ul de lângă antenă e ca și cum ar apărea chipurile că acordă antena nu e chiar așa. Antena se acordă cu adevărat numai atunci când are o lungime fizică ce este un multiplu în lambda pe doi. Acordarea reală a antenei implică apariția unei unde staționare și are drept efect modificarea rezistenței de radiație, lucru ce un AT nu-l poate face. E ca și cum în loc să întinzi sau să slăbești corzile la o chitară pentru a o acorda noi cu AT-ul modificăm din procesorul de semnal sunetul ce se aude în boxă. Modul în care se distribuie sarcinile de-a lungul antenei este determinant la acord nu de AT-ul nostru ci de geometria antenei, cuplaje, lungime etc într-un cuvânt de aria de eficiență a antenei. O antenă acordată este aceea care are un caracter neutru nici inductiv nici capacitiv și o rezistență de radiație cât mai apropiată de rezistența caracteristică a cablului de alimentare (în acest caz utilizarea unui AT nu are sens – mai rău face). O rezistență de radiație foarte mică determină scăderea eficienței de radiație. O rezistență de radiație prea mare va cauza inerente pierderi datorită transformatorului curent-tensiune (sau de impedanță) necesar adaptării.

Ca urmare sintagma de scăpărici de antenă s-ar potrivi unui AT plasat lângă antenă și “păcăleala” e benefică pentru radiație (deci e de bine). Chiar dacă eficiența de radiație este mai redusă, datorită faptului că antena nu e acordată, AT-ul e ca o pompă de bicicletă în acest caz (nu mă întrebați unde bagă antena puterea pompată de AT pe rezistența de radiație, uneori prin cuplaje).

Sintagma de păcălici de transceiver este mai degrabă potrivită unui AT plasat între stație și linia coaxială. Nu e de rău augur nici această păcăleală. AT-ul va îndesa puterea pe linie și va permite stației să o transmită în regim de forță maximă. Pierderile se vor datora liniei și eventualelor dezadaptări scurte în funcție de modificarea valorilor echivalente din AT a componentelor în funcție de regimul de curent mare sau tensiune excesivă. Aceste dezadaptări pot fi de scurtă durată și sunt responsabile de pierderile mari ce vor pune în pericol finalii, torurile de ferită, contactele AT-ului, linia coaxială etc (cineva tot va pica de fraier unui Q foarte mare). Eu personal am văzut AT-uri automate cu switch-uri arse sau cu toruri înegrite urme clare a unei folosiri abuzive când posesorul s-a încăpățânat să facă acorduri imposibile pe antene dezacordate rău (a se citi linii coaxiale lăsate în gol). În afara acestor dezacorduri pierderile pe linii ar trebui să fie mici prin comparație (cel mult 20%) dacă SWR-ul este aproape de 1. Așa să fie? Pericolul pentru linia coaxială este atunci când SWR-ul este clar mai mare. Dacă AT-ul e acordat, NUMAI la intrarea lui SWR-ul este unitar. Pe nodurile circuitului din AT, SWR-ul poate lua valori mult mai mari decât unu. Tensiunea maximă în anumite puncte de pe linie ajunge la  unde S este SWR-ul și P puterea directă injectată pe linie. De exemplu pentru un SWR=9 tensiunea maximă pe linie este de trei ori mai mare decât la ieșirea stației. Tensiunea  mai apare de asemenea pe anumite componente din AT (în special pe componenta paralel) chiar dacă înainte de AT SWR-ul este 1. Pentru P=1KW în cazul sarcinii noastre de 300 + j3000 Ω, SWR-ul poate fi în AT pe anumite componente de 11:1 lucru care mă face să mă gândesc la o secvență haioasă din “Tom și Jerry” când motanului Tom i se aprinsese coada, iar șoricelul Jerry cheama pompierii. Acest lucru e posibil pentru că pentru un SWR de 11:1 la 1KW putere de emisie,  ajunge în AT pe anumite componente la 2.5 KV. În viață se spune că trebuie să ai niște prieteni de nevoie aproape în această ordine: un preot, un medic, un mecanic auto și un pompier. Unii hami cred că mai înțelept ar fi să-i caute în ordinea inversă.

Reguli la proiectarea unui AT – viața bate filmul

Imaginea noastră despre AT-ul ideal suferă când discutăm de componente ce suportă tensiuni de mii de volți. Cum AT-ul este în acest caz un ridicător de tensiune, ori de câte ori impedanța antenei e mai mare de 50 de Ohmi, a vorbi de AT-uri ideale e ca și cum ai da cu nuca în perete crezând că e minge de ping pong.

Ce reguli ar trebui vizate pentru a reduce pierderile unui AT sau pentru al face să “pară” ideal. Răspunsul ar fi următorul; o strategie bună de adaptare.

1.       Să evităm componentele ce produc salturi aproape de marginea diagramei Smith acolo unde  e mare.

2.       Să evităm componentele ce produc salturi aproape de marginea diagramei acolo unde  e mare, ori unde R aproape de zero. Curenții mari pot satura feritele sau pot distruge switch-urile AT-ului.

3.       Să evităm bobinele cu spire multe ce au rezistențe mai mari de pierderi în RF.

4.       Să nu folosim capacități cu distanțe mici între armături ce nu rezistă la tensiuni mari și au rezistențe de descărcare mai mici.

5.       Prima componentă să fie neapărat în serie dacă Rrad > 50Ω. Rolul acesteia să fie anularea/ameliorarea reactanței antenei sau altfel spus mininizarea VSWR-ului pe cât posibil.

6.       Prima componentă să fie neapărat în paralel dacă Rrad < 50Ω. Rolul acesteia să fie anularea/ameliorarea reactanței antenei.

7.       A doua componentă va face transformarea Rrad-> 50Ω. Un transformator ridicător sau coborâtor de tensiune (de tip transimpedanță).

8.       Ultima componentă a treia va acorda la rezonanță impedanța echivalentă de la ieșirea transformatorului.

Acest set de reguli este bun, dar nu optimal. Să acceptăm deocamdată că în linii mari strategia de adaptare are la baza principii mult mai sănătoase decât căutarea de tip “blind” a unui SWR minim. Iată cum ar arăta în fig. 10, AT-ul ce adapteaza impedanța 300 + j3000 Ω la o linie după aceste reguli.

În fig. 10 se vede cum au fost aplicate cele 8 reguli de bază ce vor minimiza pierderile în AT. Prima componentă de lângă sarcină anulează reactanța inductivă a antenei deci este un condensator de 17-18 pF. Cum Rrad=300>50 se va utiliza o componentă serie (regula 5).  A doua componentă face transformarea impedanței de la 300 la 50 Ω. Ca să putem ajunge de pe cercul R=300 pe cercul R=50 vom folosi o componentă în paralel (ce produce deplasarea pe un cerc de G=ct). Saltul din IP2 pe cercul R=50 poate fi determinat de un condensator paralel, dar el va suporta . O bobină ar suporta mai bine această tensiune de vârf la frecvența de 3MHz, bobina fiind mai sensibilă la curenți. Ca urmare vom opta pentru o componentă inductivă în paralel de 7.1 uH cu rezistență cât mai mică. Pentru asta spirele trebuie să fie groase de circa 4-5 mm și dacă se poate din Cu argintat.

Fig. 10 – Aplicarea celor 8 reguli de bază pentru proiectarea AT-ului

Fig. 11 Bobina paralel de 7.1 uH – parametrii bobinei [1]

Bobina ar trebui să fie suficient de mare pentru a susține tensiunea mare. În tabelul 7 se vede și schema ei echivalentă cu parametrii concentrați.

Ultima componentă va anula reactanța echivalentă din punctul TP3 din figura 10. Aceasta va produce deplasarea din TP2 în TP3 (Zin). Un condensator serie de 473 pF va face acest lucru. Acest condensator aduce cu sine rezonanța ansamblului format din antenă și AT. Această rezonanță apare în spatele AT-ului, iar de la intrare se vede Zin = 50 Ω. De aici putem lega o linie coaxială de 50 Ω fără a avea grija undelor reflectate. Cablul va vedea pe toată lungimea sa aceași impedanță, cercul liniei este acum un punct ce se reduce la centrul diagramei Smith. Linia nu mai este un jucător în meciul de baschet dintre cele 3+1 elemente reactive (3 componente reactive în AT plus reactanța antenei). În timp ce jucătorii își pasează mingea între ei, o altă minge trimisă de emițător trece fără să fie observată și intră nestingherită în coșul pe care scrie rezistența de radiație a antenei. Dacă este așa sau altfel vom vedea, cert este că dacă este așa cum am prezis pe această rezistență de 300 Ohmi va trebui să măsurăm o undă de RF de 3 MHz ce are amplitudinea de 173V, corespunzătoare unei puteri radiate de 100W.

Fig. 12 Analiza AT-ului în QUCSc u parametrii de dispersie S – S[1,1] este coeficientul de reflexie văzut după AT în funcție de frecvență

În figura 12 se face o analiză a schemei AT-ului la putere mică. Analiza vizează evoluția VSWR-ului și a coeficientului de reflexie în funcție de frecvență. Se poate remarca că AT-ul asigură un SWR mai mic decât 2 între 2.83 și 3.1 MHz. Acest lucru s-a făcut presupunând că sarcina nu își modifică valoarea cu frecvența. Acest lucru nu este adevărat  în mod normal și pentru o analiză mai elaborată în locul sarcinii se poate interpune un program ce citește datele măsurate de un VNA dintr-un tabel Excel. Lucrul acesta este mai elaborat și l-aș face numai în cazul unei analize de laborator. În cazul acesta este suficient atât fiind vorba doar de înțelegerea unor aspecte. Pe diagrama Smith se vede că la frecvența de 3 MHz Zin este aproape de 50Ω, la un SWR 1.2:1. Această deviație se datorează faptului că am rotunjit valorile lui C1 și C2 care sunt foarte sensibile la variațile mici. Această destabilizare/sensibilitate a AT-ului este una din problemele de care vă spuneam și se datorează reactanței mari a antenei.

Haideți să facem un test ceva mai dur, caz în care vom injecta 100W. Pentru 98 W la intrare văzând o impedanță Zin de 50 Ω transceiverul va produce un semnal de 3 MHz, sinusoidal, cu amplitudinea de circa 70.1 V. Analiza ce o vom face este în domeniul timp și în regim tranzitoriu. Vom analiza semnalul pe o perioadă suficient de lungă de numai 15 usec. În figura 13 cu roșu se vede semnalul aplicat la intrarea AT-ului, iar cu albastru ceea ce ajunge la rezistența de radiație a antenei. Între 0 și 7 usec semnalul are variații de amplitudine semn că cineva absoarbe energie și apar reflexii. Este regimul tranzitoriu, timpul necesar oricărui aparat să intre în starea de echilibru în regimul staționar. În acest interval de timp bobinele și capacitățile transformă energia electrică în câmpuri (se încarcă). După 7 usec variațile dispar și se intră în regimul stațonar unde nu se mai absoarbe energie pentru câmpuri. Aici începe jocul de baschet cu câmpurile, iar C1, C2, L1 și L2 sunt ocupate cu pasarea câmpurilor de la o componentă la alta.  Cele patru componente reactive se anihilează reciproc (cos de fi este unu) și energia venită de la transceiver (a doua minge aruncată în joc) va merge de acum integral spre rezistența de radiație a antenei de 300 Ω adică la R1. Tensiunea maximă pe R1 este de 175V la vârf ceea ce înseamnă o putere tot la vârf de . Nu-i așa că teoria sună bine!

Fig. 13 Analiza AT-ului la 100W putere de intrare – sarcina 300 +j3000 Ω - frecvența 3 MHz

Se vede acum clar că AT-ul este un ridicător de tensiune în acest exemplu (poate fi și coborâtor dacă rezistența de radiație este mai mică de 50Ω). Un transformator de impedanță și un rezonator (practic doi în unu). Un lucru ce iese imediat în evidență este faptul că dacă bobina ar avea o rezistență de pierderi serie de numai 10 Ω, tensiunea Out Vt ar scădea la 149 V ceea ce înseamnă o reducere a puterii transferată antenei de la 100 W la 75W. 25% din putere s-ar pierde pe bobină. Dacă AT-ul are switch-uri, ele au în radiofrecvență rezistențe ce variază în funcție de frecvență și de curentul de RF. Cum curenții de RF străbat conductorul la suprafață, datorită efectului pelicular, ne argintarea sau ne poleirea bobinei sau contactelor cu un metal nobil va explica pierderile de 20-30%. Restul de 20 - 40% până la valorile anticipate de producătorii de AT-uri sunt datorate altui fenomen neevidențiat încă. De exemplu dacă la această solicitare bobina și-ar schimba valoarea inductanței cu 20%, ca urmare a saturației miezului, adică cu  1.5 uH atunci tensiunea la antenă ar scădea la circa 140V ceea ce înseamnă că numai 65W din 100W ar mai ajunge la rezistența ei de radiație. Aceste reactanțe mari ce depășesc domeniul de utilizare al unui AT pot produce aceste perturbații și chiar dacă variațiile nu sunt foarte mari, pot în aceste condiții, apărea pierderi de 40% din puterea injectată. Această instabilitate a AT-ului la toleranțe mici ale componentelor apare când vrem să adaptăm sarcini cu un Q foarte mare (aproape de marginea diagramei Smith). La un AT manual vom sesiza o sensibilitate deosebită a SWR-ului la acordul manual (AT-ul strigă Q f. mare atenție pericol. Nu-l aude nimeni însă.). Personal am văzut cu ochii mei toruri înegrite sau switch-uri distruse în AT-uri mai ales după o exploatare îndelungată în modurile digitale. Recomand cu căldură reducerea cu 25% a puterii de emisie sub cea maximă de 100W mai ales în aceste moduri ce solicită excesiv, peste puterile indicate ca limită de producător. Nu-i tot una din acest punct de vedere lucrul în SSB cu cel din DIGI MOD. Încălzirea/modificarea valorilor unor componente din lanțul de adaptare este greu de anticipat și de multe ori condițile reale de funcționare în regim continuu, extrem, scapă acestor scenarii de analiză simplă (să nu-i zicem simplistă). Și ce ar mai câștiga producătorul dacă nu ar mai face economie pe ici pe colo. De exemplu în majoritatea AT-urilor automate torurile par cam mici, la fel și switch-urile. Mai mult ca sigur că sunt subdimensionate. Eu personal am rămas cu o părere destul de bună despre AT-urile făcute de LDG cu care am lucrat (de ex. LDG-100 plus) care utilizează switch-uri ceva mai bune. Ce nu îmi place la AT-urile automate ar fi că utilizează configurații în L ce nu sunt de multe ori optimale. Aceste configurații reduc mult domeniul de acord. Un alt lucru ce nu-mi place la ele este că microcontroller-ul face acordul având ca singur criteriu de acord, reducerea SWR-ului, la o valoare cât mai mică (blind tuning). Nu există strategii de acord ce să vizeze de exemplu minimizarea tensiunilor sau curenților din AT. O altă chestiune deranjantă este că țăcăne domnule. Ocordul este zgomotos și memorile șe șterg în lipsa alimentării cu 13.8 V.

Fig. 14 Simularea încălzirii bobinei L2 – rezistența R2 crește la 10 Ω, puterea pe sarcină scade de la 100W la 75W. Pierderile în AT sunt de 25%.

De ce vă recomand un AT manual? Pentru că au configurații mai complexe de tip T ce implică trei componente. Pentru că asociat cu un VNA pot aborda diferite strategii de acord folosind diagrama Smith. Pentru că au bobine argintate în aer ce se saturează mai greu. Pentru că sunt mai bine lucrate. Ca firmă producătoare le prefer pe cele de la Palstar, de exemplu Palstar AT-4K (o bijuterie). Ce nu imi place la AT-urile manuale este că reglarea bobinei implică un cursor culisant ce este cam ca și călcâiul lui Ahile. Sunt mult mai mari. Bobinele în aer au mai multe spire decât cele cu tor de ferită sau pulberi metalice. La acestea din urmă avantajul ar fi că spirele nu necesită argintare și concentrează bine câmpul magnetic doar prin tor, evitându-se cuplajele parazite cu alte componente. Din punctul acesta de vedere observ că nu prea interesează pe nimeni cât este intensitatea câmpului magnetic în A/m în jurul unui AT manual cu bobină în aer. De exemplu AT-4K poate fi folosit până la maxim 2.5 KW. Ce intensități are câmpul la o asemenea putere în afara cutiei unui Palstar? Sunt sigur că mult mai mari decât în cazul unui LDG AT-1000 în aceleași condiții de acord. Mai bine să nu discutăm.

O strategie optimală de adaptare de impedanță – ce i-ar face antena dipol end-fed?

Ce i-ar face o antenă end-fed impedanței 300 +j3000Ω? Întrebarea este interesantă pentru că antena end-fed este un dipol alimentat la capăt. În acest capăt impedanța este întotdeauna mare la un dipol pe frecvențele de rezonanță. O antenă end-fed pentru banda de 80 m va avea impedanță mare la capăt și la fel și pe 40m, 20m, 10m etc. În cazul unui dipol impedanța la capăt se situează în jurul valorii de 3000 Ω. Așa că, ce îi va face end-feed-ul ecestei impedanțe, mai ales că, am văzut, problemele întâmpinate de un  AT. În cazul antenei end-fed s-a recurs la metoda optimală de adaptare înțelegându-se foarte bine problemele pe care le-ar întâmpina un AT vizavi de tensiunile mari pe componente în zona crepusculară. În cazul antenei dipol alimentată la capăt strategia de adaptare aplică la end-fed următoarele reguli:

1.       Adaptorul de impedanță trebuie plasat între antenă și linia coaxială nu lângă stație (și în acest caz să ai o scară de pompier ca să poți face sport)

2.       Adaptorul de impedanță este un transformator de Q=constant

3.       Evitarea unei reactanțe foarte mari sau foarte mici prin optimizarea punctului de alimentare

4.       Rezonatorul este realizat cu un condensator în serie/derivație cu bobina din secundar (cu mai puține spire) pe care apar tensiuni mult mai mici.

Fig. 15 Schița antenei dipol end-fed ce respectă strategia optimală de adaptare

În opinia mea schița din figura 15 respectă cele patru reguli și este din punctul meu de vedere optimală. Iată de ce cred eu acest lucru.

În mod normal un fir cu lungimea de 100 metrii ce rezonează pe frecvența de 3 MHz are la capăt o impedanță foarte mare. Aceasta depinde de înalțimea față de sol și de tipul solului. Spre exemplu la înălțimea de 10 m pentru un sol cu  și conductivitatea electrică  () (adică un sol fertil cu potențial agricol) are în capăt impedanța . Reactanța capacitivă este extrem de mare, ca urmare  se apropie de marginea diagramei Smith chiar în zona crepusculară de care discutam, zonă în care, adaptarea e dificilă/inumană. O astfel de impedanță ar face probleme oricărui dispozitiv de adaptare, în L mai ales. Mulți încearcă un trafo coborâtor cu raport de transformare de 60 la 1,dar această abordare este total greșită după mine. Cel mai bine ar fi să aplicăm regula 3 prin care se caută în primă fază ameliorarea reactanței. Acest lucru se poate face dacă se introduce tronsonul A (o contragreutate). Mărind lungimea acestuia este ca și cum punctul de alimentare s-ar deplasa spre mijlocul antenei (doar cu câțiva metrii).

a.       A aproape de zero

b.       A = 3 m

Fig. 16 Aplicarea punctului 3 – Optimizarea punctului de alimentare

Alungirea tronsonului A cu circa 1-3 m va determina creșterea reactanței ca și cum ambele caracteristici (rezistența și reactanța) s-ar deplasa înspre dreapta. Găsirea unei lungimi (contragreutăți) optime va ameliora reactanța de la –9149 la +484 Ω. Se vede cum se poate schimba caracterul reactanței din capacitivă (negativă) în inductivă (pozitivă).  Căutarea rezonanței este recomandată (X=0), dar nu obligatorie. Rezonanța pe panta abruptă este greu de prins. În partea stângă e mai ușor. Ceea ce este important este ca reactanța să fie cât mai mică și pozitivă. Acest lucru asigură caracterul inductiv și în secundarul transformatorului de impedanță unde este linia coaxială de 50 de Ohmi. Aici se va putea compensa cu un condensator (acesta fiind reglabil).

În figura 7 se vede că după ajustarea lui A se poate micșora impedanța cu un trafo ce are un raport de doar 7 la 1. Acesta asigura saltul în IP2 și evită tensiunile mari pe componente (marginea diagramei din dreapta). Din IP2 unde SWR-ul este mic de numai 1.23:1 se sare prin ajustarea condensatorului derivație în IP3, unde SWR-ul scade la 1:1. Condensatorul variabil din secundar face acest ultim salt dacă are valoarea de 229 pF la frecvența de 3MHz. Dacă nu aveți condensator puteți folosi un AT jos la stație cu rezultate satifăcătoare pentru că impedanța este în domeniul de acord.

Fig. 17 Adaptarea de tip end-fed urmând cele 4 reguli (strategia optimală)

Caracterul inductiv al antenei va asigura menținerea acestui condensator în paralel. Altfel va fi nevoie de o bobină. Lungimea tronsonului A este critică și depinde de frecvență. În foarte multe abordări se recurge la un trafo cu mai multe prize, lucru ce nu este necesar dacă se intercalează pe tronsonul A un circuit LC paralel cu capacitatea variabilă. Acesta va alungii sau scurta lungimea electrică a lui A. Cu alte cuvinte se poate ajusta impedanța de la capătul antenei astfel încât să nu mai fie nevoie de mai multe rapoarte de transformare. Valoarea componentelor ar trebui calculată astfel încât reactanțele să reprezinte cam 10% din cea a primarului. Primarul este bobina cu mai multe spire deci cu reactanța cea mai mare. Acest 10% ar putea fi suficient pentru acordul contragreutății A și ar face posibil un acord mai fin. Sigur că prizele multiple în secundar ar permite găsirea unei transformări ce ar găsi adaptarea folosind numai condensatorul din secundar. Din punctul meu de vedere această abordare este suficient de bună pentru alimentarea în capăt (end-fed). Introducerea circuitului LC paralel în schiță ar putea fi un element de noutate ce ar evita utilizarea prizelor la trafo (totuși scara de pompier poate rămâne la îndemână fiind încă utilă).

Efectul liniei coaxiale între AT și antenă – un jucător de baschet ce nu știe să “sară/joace”

O imagine completă asupra fenomenelor dezbătute până acum nu ar fi posibilă fără o integrare a liniei de transmisie în lanțul de adaptare. Linia fiind imperios necesară pentru a transmite puterea de RF antenei ce este simulată de regulă numai pentru analiza cu parametrii S pentru puteri foarte mici. Nici stația și nici AT-ul nu putem spune că lucrează aici numai la puteri mici deci este momentul să modelăm linia coaxială.

Modelarea liniei coaxiale mi-a fost sugerată de un amic ce este un fan al alimentării end-fed (îi mulțumesc că m-a provocat). Să vedem cum am putea proceda. Linia trebuie văzută pe bucăți. În mod normal, fiecare bucată ar trebui să fie de 20 de ori mai mică decât lambda pentru ca să se poată considera curentul și tensiunea constante de-a lungul unei bucăți (în engleză STUB = tronson). Lucrul acesta face posibil aplicarea legilor lui Ohm. Pentru modelare vă recomand un program foarte ușor de utilizat și de învățat, conceput de DD6UM (Michael Margraf). Programul este un simulator de circuite de RF și microunde și este gratuit. Adună mai multe programe gratuite la pachet printre care SPICE, OpenEMS (simulator numeric electromagnetic prin metoda FDTD). Programul poate lucra cu parametrii S și diagrama Smith și poate fi adus de la sursa bibliografică [3].

Fig. 18 Modelul unui metru de linie coaxială RG58 C/U (STUB)

Un metru din linia coaxială este modelat cu numai patru componente electronice. Linia este suficient de scurtă pentru ca modelarea cu componente având parametrii (RLC) concentrați să fie valabilă. GND este tresa cablului și R2 rezistența de pierderi a conductoarelor. R3 ar fi rezistența de pierderi a dielectricului. Cele două componente fac ca acest jucător să paseze prost. Linia noastră are 32 m și vor fi necesari 32 de bucăți de STUB-uri înseriate. Modelului din fig. 18 îi vom asocia un simbol pe care îl vom folosi în schema AT-ului.

În figura 19 fiecare metru din linia coaxială apare în schemă sub denumirea de STUB. În spatele fiecărui STUB se află schema echivalentă din figura 18. Vom avea nevoie de 32 de tronsoane STUB pentru cei 32 m de linie. Valorile componentelor din fig. 18 au fost calculate la frecvența de 3 MHz cu programul Transmission Line prezentat în figura 1 pentru RG 58. Valorile sunt valabile numai pentru frecvența de 3 MHz (se modifică odată cu frecvența – se poate verifica). AT-ul are două componente LC (C1 și L3 fig. 19) și este plasat între stație și intrarea liniei coaxiale (la căldurică). Impedanța antenei apare la ieșirea liniei (L1 și R1). AT-ul este ideal, dar  nu aplică o strategie bună sau optimală de adaptare fiind în L. Acordul se poate face din L3 și C1 în modul “Parameter Tuning” disponibil în QUCS Studio. În acest mod pot fi selectate componentele din circuit pe care dorim să le ajustăm și putem vedea în timp real ce se va întâmpla pe diagrama Smith. Aceasta apare mai jos, sub circuit, punctul roșu reprezentând impedanța antenei (situat chiar în zona crepusculară). Cu albastru se vede punctul ce reprezintă impedanța văzută de stație privind spre AT. Am ajustat C1 la valoarea 317 pF și L3 la 10.7 uH pentru a păcăli stația/finalii. Punctul albastru l-am adus în centrul diagramei Smith unde este impedanța de 50 Ohmi (asta facem când căutăm acordul AT-ului). Dincolo de condensatorul C1 pe borna bobinei L3 cea  neconectată la masă, VSWR-ul este de aproximativ 11:1. Tensiunea pe bobină, foarte mare. Totul arată bine la prima vedere. Dacă componentele AT-ului ar putea rămâne ideale chiar și în aceste condiții în care, pe bobină, sunt câteva sute de volți. Ca urmare singura responsabilă de pierderi ar putea fi acum doar linia coaxială.

Fig. 19 Modelarea AT-ului, a liniei coaxiale RG58 și a impedanței antenei în QUCS Studio

Am verificat până aici modelul liniei la puteri mici cu parametrii S. Acum putem face analiza la puteri de 100W sau mai mari în regim tranzitoriu. Numai aici vor apărea cu adevărat efectele importante, când transmitem.

Randamentul AT-ului la puterea de 100 W – Strategia ce face toți banii

În cazul unui joc echilibrat câștigă de regulă echipa ce are o strategie mai bună (sau pe albitrii). Și în cazul de față se va vedea că este la fel. De regulă AT-urile automate sunt acelea care fac o căutare/țăcăneală oarbă urmărind doar regula minimizării VSWR-ului. Este ca și cum echipa nu are o strategie de joc, dar jucătorii fug pe tot terenul ca niște besmetici. În cazul unui AT manual, noi putem să facem strategia de adaptare, dar trebuie să avem informații suplimentare adică ar fi bine să ne măsurăm bine antena înainte cu un VNA. Cunoașterea impedanței de intrare la intrarea pe linie, cunoașterea parametriilor liniei și utilizarea unor programe de asistare a acordului (smith v.2, TransmissionLine v.2.2, QUCS etc.) ne pot ajuta să abordăm o strategie de adaptare optimă ce să transfere mai multă putere antenei. Un general bun când vine vorba de strategie poate înclina favorabil balanța, să sperăm că putem fi acel general măcar la acord. Să vedem de ce.

- Un AT mai “deosebit” – Z match-ul (Mie îmi place Tamara)

Z match-ul este un AT iubit de radioamatori și despre el s-au scris și aici articole foarte bune. Se crede despre el că este deosebit de schemele clasice în T/L/Pi. Acest AT este demn de remarcat însă doar pentru că nu necesită priză culisantă pe bobină. Este mai deosebit de schemele în T sau L clasice, dar să vedem dacă aduce ceva cu adevărat nou ce nu știm. În fig. 20 se vede schema propusă de Lloyd Butler VK5BR [4][6][7][8][9]. Analiza făcută de Tavi YO4BKM în [5] este mai pe gustul meu fiind tratată matematic pe baza unui model. Ce este însă mai interesant pentru mine este că nu observă nimeni că acest transmatch este de fapt un adaptor în Pi cu ceva modificări minore (steroizi pe ici pe colo și botox).

Fig. 20 Z-Match cu o singură bobină – versiunea clasică după Lloyd Butler VK5BR - [4]

În figura 20 cuplajul inductiv la bobina cu 4 spire (4T) este necesar doar în cazul unor alimentări simetrice pe cablu bifilar. Oricum impedanța antenei este proiectată (după cum se exprimă VK5BR) în primar în punctul 7T (adică priza 7 față de masă). Aici apare o impedanță echivalentă deci punctul de ieșire este 7T și legând acestă impedanță echivalentă scăpăm de cuplajul inductiv, iar schema se simplifică. În final circuitul poate fi desenat astel fără bobina L3:

Fig. 21 Schema electrică Z-Match – valorile componentelor calculate cu programul scris de YO4BKM

După rearanjarea componentelor se vede că este vorba de o configurație cunoscută în Pi. Intrarea se face printr-o componentă capacitivă serie cu rolul de a aduce la rezonanță partea din dreapta (regula 8). Ieșirea la antenă este printr-un transformator coborâtor cu un raport de transformare de 1.5:1. De remarcat este faptul că autorul a introdus un rezonator LC serie la intrare (C2 și L1) pe când la ieșire rezonatorul este în derivație (C3 si primarul trafo). Acest lucru se datorează faptului că C2 și C3 fiind pe același ax au tot timpul valori egale. Ca urmare dacă C2/L1 se comportă capacitiv, C3/Trafo se comportă inductiv. Acest lucru schimbă sensul de deplasare pe cercurile de G=ct de pe diagrama Smith făcînd posibilă ajungerea în mijloc unde avem adaptare. Acest artificiu extinde gama dinamică de acord fără a înlocui bobine cu condensatoare și invers. La un filtru Pi folosit la acordul unui final pe tuburi, L1 nu există, C2 este condensatorul PLATE și C3 este condensatorul LOAD. Astfel la un final cu tuburi posibilitățile de reglaj sunt mai limitate, dar suficiente pentru a reduce impedanța anodului de la aproximativ 3KΩ la 50Ω. Hai să acceptăm faptul că Z-match-ul nu este o mare descoperire ci mai degrabă un compromis, numai bun pentru cei la care le place să costruiască. Nu știu nici un producător care să îl facă în serie.

Și pentru că am ales intenționat acestă impedanță oribilă pot să vă spun că nu se poate acorda cu Z-match-ul pentru că nu este un “matcho” al AT-urilor (chiar dacă se introduce bobina serie din secundar).  Autorii  Lloyd Butler VK5BR and Graham Thornton VK3IY ne spun că dacă introducem o bobină serie de 1.2 uH se poate evita regiunea no-go. Pentru curioșii ce vor să încerce acordul impedanței 300+j3000 Ω le pot spune că nu, acordul este imposibil. Nu uitați însă că avem un model și privim fenomenul prin ochii diagramei Smith. În cazul în care l-am înțeles putem avea o strategie de adaptare. Aceasta ne spune că reactanța antenei ar trebui ameliorată (regula 5). Reactanța fiind inductivă ar fi nevoie nu de o bobină serie în secundar ci de un condensator serie de numai 18 pF. Această componentă aduce impedanța de acordat în zona dinamică de acord a Z-match (și o scoate din zona no-go).

Fig 22 – Acord Z-match la 3 MHz -  ()

Se vede în figura 22 că introducerea unui condensator serie de 18pF în secundar este benefică. El va ameliora inductanța antenei. Cam la același lucru s-au gândit și autorii mai sus menționați însă eu am ales recunosc în mod intențonat această impedanță pentru a arăta că mai există zone “no-go” în care AT-ul acesta nu face acordul (nu este frumos totuși să lovești cu o mânușă în care ți-ai ascuns o potcoavă). Acest AT este totuși unul minunat asta este sigur și funcționează destul de bine. Și eu am construit unul și sunt mulțumit de el.

- Un alt AT mai “deosebit” – SPC match-ul (deosebit sau deosebit?)

Un alt Olimpian este SPC-tuner (serial parallel capacitance). Dacă nu știi nimic despre acest AT aproape că ai fi tentat să înlocuiești SPC cu turbo (dar să lăsăm gluma mai domol când vine vorba de SPC-tuner). SPC-ul este un T – match cu turbină.

Fig. 26 Configurație T vs. SPC – sursa [10]

Un alt material foarte bun despre acest AT este prezentat aici în [10] de YO4AYL, YO9FNJ și YO4AUP. Acest AT excelează la capitolul benzii de acord și se vrea un tuner de bandă largă. Totuși, vorba unui foarte bun amic, din păcate antena are și o reactanță. Aceată reactanță depinde de frecvență așa că în acest caz banda e relativă. Testat însă pe o sarcină rezistivă are alură/statură de campion. Fiind vară și august, haideți să-l punem la încercare (dar dăm în el cu aceeași mănușă)!

Fig. 27. SPC-Tuner vs. T -Tuner – SPC sus (albastru) – T jos(roșu)- S22 coef reflexie în dB pentru intrarea SPC-Tuner – S11 coef reflexie în dB pentru intrarea în T-Tuner () la 3MHz

Se vede clar în fig. 27 că pentru SPC-Tuner se poate adapta impedanța  la frecvența de 3 MHz. Coeficientul de reflexie la intrarea tuner-ului are un minim plat în jurul valorii de -10 dB ceea ce echivalează cu un SWR de 2:1 într-o gamă largă de frecvențe pe când, același coeficient notat cu S11 are la intrarea tuner-ului în T o plajă mult mai îngustă.  T-ul însă poate aduce SWR-ul aproape de 1:1 (centrul diagramei Smith) pe când SPC-ul nu. Marele atuu al SPC-ului este că ai posibilitatea de a controla distanța dintre zerourile funcției de transfer a filtrului. Această distribuție (zerourile sunt localizate la intersecția caracteristicii cu abscisa diagramei Smith) se știe că influenșează banda filtrului. Totuși această abordare bazată pe controlul zerourilor și a polilor unui filtru depășește cu mult cunoștințele pe care le poate acumula un amator. Ca urmare să lăsăm SPC-tuner-ul profesioniștilor, acordarea acestuia e o artă ce presupune să ai aparate de măsură și strategii de adaptare bazate pe modele și mai complexe. Cu alte cuvinte e un campion numai pentru campioni (cam ca și o mașină de formula 1).

-          Randamentul AT-ului (Radiation catastrophe)

Cu toții ne dorim un transfer cât mai bun al puterii de la stație la antenă. Randamentul din punct de vedere al puterii de transfer poate fi calculat sau măsurat făcânduse raportul dintre puterea disipată prin radiație pe cea disponibilă de la sursă (transceiver sau intrarea AT-ului după caz). Pentru ca finalii să lucreze corect trebuie ca transceiverul să vadă la ieșire un SWR de 1:1 adică o rezistență reflectată prin AT de la antenă de 50Ω. Plasarea unui AT între stație și intrarea pe linie va acorda finalii astfel încât puterea disponibilă la ieșire să fie jumătate din puterea produsă de finalii stației. Asta înseamnă că jumătate din putere se va pierde pe impedanța internă (tot de 50Ω) a emițătorului pe când restul va fi disponibilă la ieșire pe impedanța de intrare (tot de 50Ω la acord) a tuner-ului. Finalii vor produce 200W pentru ca să fie disponibili 100W la ieșire. Pentru ca să disipăm o putere de 100W pe o rezistență de 50Ω, stația va aplica maxim, în cazul unui acord de 1:1, 70.71 V la intrarea tuner-ului (un sinus pișcăcios). Acest lucru este posibil deși tensiunea de alimentare în CC este de doar 13.8V, pentru că, lucrăm cu semnal sinusoidal ce se pretează la creșteri sau scăderi ale amplitudinii prin utilizarea unor transformatoare LC. Regula este simplă, puterea este constantă adică produsul UI=ct. Tesla a observat primul acest avantaj și la combătut pe Edison, care, dorea să folosească curent continuu pentru rețeaua de iluminat public. Este adevărat că marele matematician român Grigore Moisil (născut în Tulcea și considerat de unii părintele informaticii) a făcut o observație cel puțin echivalentă și la fel de profundă ca și Nikola Tesla, când afirma că inteligența este o constantă pe pământ, iar populația globului în continuă creștere. Cam la fel e și în cazul lui P=UI.

Randamentul de transfer a unui AT poate fi calculat astfel:  . Constanta 3.333 este valabilă numai în cazul în care rezistența de radiație a antenei este de 300Ω (cazul nostru). Pentru a măsura randamentul și puterea transferată antenei trebuie să faci o sarcină artificială (cu reactanță! Se va vedea de ce). Cel mai simplu în primă fază este să modelezi numeric un circuit precum cele modelate anterior în QUCS și să măsori tensiunea de pe rezistența de radiație și de la intrarea în AT (asta dacă ești prea comod).

                                    A                                                    B                                                          C

                                                                     D                                                       E

Fig. 28 Tipuri de AT-uri analizate A – În L B – În T  C- Trafo Q=ct pentru end-fed D – Z match E Tip SPC (Serial to parallel capacitance)

În tabelul 1 se poate vedea rezultatul simulărilor cu AT-uri de diferite tipuri. Se desprinde o primă concluzie și anume că în cazul în care reactanța antenei este mult mai mare decât rezistența ei de radiație, nu este bine să se plaseze AT-ul la ieșirea stației. În acest caz un AT plasat lângă antenă este necesar. Pe lângă asta dacă raportul Xant/Rrad este mare eficiența AT-ului este mică. Acest raport este determinant indiferent de tipul AT-ului, să explicăm de ce. Pierderi de 90% nu pot fi explicate nici măcar dacă AT -ul este neideal. Aceste pierderi un AT nu le poate încasa singur. Este momentul să identificăm unde se duce puterea în cazul în care avem un AT la intrarea unei linii coaxiale RG58 de 32m ce adapteaza o antenă pentru care Xant/Rrad =10. Cu alte cuvinte o linie lungă cu pierderi și un Q mare. Lungimea liniei și factorul de calitate mare al antenei sunt cei doi distrugători de AT-uri. Iată de ce!

Să schițăm cum se distribuie puterea la bornele antenei.

Tabel 1. Rezultate simulări diferite configurații de AT-uri – randamentul

a.                                                                                            b.

Fig. 29  a. Q=Xant/Rrad = 10 RG58 32 m AT-ul plasat între stație și linie  b. AT-ul plasat lângă antenă

În figura 29.a curentul reflectat de reactanța inductivă a antenei este defazat cu 90 de grade față de curentul prin rezistența de radiație a antenei. Puterea reflectată de antenă este un fazor desenat cu roșu. Cu negru este fazorul asociat puterii radiate. Defazajul cu 90 de grade dintre cei doi fazori este de fapt defazajul dintre cei doi curenți. Deci:

  puterea reactivă ce se întoarce spre AT

 puterea radiată de antenă

 puterea retrimisă spre antenă de AT (acest fazor va ajunge în opoziție de fază cu  și puterea va fi folosită pentru încărcarea inductanței antenei. Coeficientul “a” reprezintă pierderile de putere pe cablu coaxial (per metru) pe o scară liniară (aici  dus-întors):

 - unde   sunt pierderile în dB/m.

Putem scrie că:

 factorul de calitate al circuitului electric echivalent de la intrarea în antenă

 (am aplicat teo. Pitagora în fig. 29.a),

 este puterea livrată de transceiver la intrarea AT-ului și  randamentul său.

Putem în fine extrage din ultima ecuație puterea radiată de antenă:

               ecuația 1.

Se poate remarca în ecuația 1 că termenul colorat în albastru de sub radical este cel vinovat pentru pierderile foarte mari ale unui AT ce va acorda o antenă cu un factor de calitate Q mare pe o linie cu pierderi. Dacă linia nu are pierderi atunci factorul de pierderi a este egal cu unu și . Ca să transformam  în purere radiată este nevoie de un AT cu randamentul unitar (100%) și o linie de transmisie ideală fără pierderi sau să montăm AT-ul sus la antenă. Vă spuneam că adaptarea făcută de un AT sus la antenă bate adaptarea de jos de lângă stație. Dacă vrem să risipim puterea pompată de AT la intrarea pe cablu atunci avem nevoie de o antenă cu un Q mare pentru care reactanța va fi mult mai mare decât rezistența de radiație, și, de un cablu cu pierderi medii cu un factor de pierderi în putere de 0.83 cum are RG58 pentru lungimea de 32 m. Dacă facem calculele o să vedem că din cei 100W pompați pe cablul RG58 de 32m, maxim 21W vor fi radiați dacă randamentul AT-ului este de 80%. Majoritatea puterii se va pierde pe linia coaxială. Linia nu se va încălzii pentru că puterea se disipă pe cei 32 m deci este greu de detectat un efect termic. Dacă mărim  putem să pornim și televizorul pe Cartoon Network poate vedem desenul cu șoricelul Jerry care chema pompierii. Ecuația 1 nu ține cont de toate fenomenele complexe de pe linie deci în opinia mea pierderile ar putea fi chiar mai mari. Ea creează oricum o imagine de tip blitzkrieg asupra câmpului de bătaie și ne arată unde este pericolul și cum îl putem evita.

Un AT cu totul deosebit – particulă sau antiparticulă?

În fizică o antiparticulă anihilează complet o particulă. De exemplu dacă s-ar întâlni un proton cu un antiproton ambele s-ar transforma în unde electromagnetice anihilându-se complet. Tot așa noi anulăm efectul inductiv al antenei cu un condensator. Prin anularea reactanței apare rezonanța ce ne permite un transfer maxim al puterii spre zona câmpurilor electromagnetice. Condensatorul poate fi considerat din acest punct de vedere antiparticula bobinei. Reactanța bobinei este pozitivă pe când reactanța condensatorului negativă. Când cele doua sunt egale rezultatul sumei reactanțelor este zero și energia se transformă integral în undă EM. Cu toate astea AT-urile ce folosesc componente LC pe principiul particulă antiparticulă adică principiul anihilării, au o problemă; anularea reactanțelor este valabilă, dar numai la o singură frecvență (ca în povestea Cenușăresei). Dacă ne îndepărtăm de frecvența de acord al AT-ului vraja se destramă.

a.                                                                   b.

Fig. 30 a. Circuit LC serie convențional la rezonanță b. Zona Non-Foster – impedanță negativă – circuit rezonant serie C , -C

În figura 30.a se vede că un circuit rezonant clasic de tip LC serie are reactanța zero doar la o singură frecvență pentru că, din păcate, reactanța bobinei urmărește o variație liniară pe când reactanța capacitivă una exponențială. Cum cele două urmează legi de variație diferite egalitatea nu poate interveni decât la o singură frecvență. Din această cauză avem benzi înguste la acord. În 1952 însă, inginerul J. G. LINVILL ce lucra pentru Bell Telephone Laboratories publică un articol bulversant intitulat “Transistor Negative-Impedance Converters”. Articolul atrage imediat atenția comunității științifice mai ales că este însoțit și de un prototip funcțional. În acest articol autorul arată cu punct și virgulă cum se poate obține o impedanță negativă cu ajutorul unui generator de curent cu tranzistoare.

Fig. 31 Diferite configurații OCS/SCS de convertoare și schema idealizată

Rezistența negativă apare (vezi fig. 31) ca urmare a faptului că aplicând o tensiune pozitivă pe o impedanță, curentul va circula de la minus la plus în sens invers. În cazul unei rezistențe pasive R=U/I raportul este pozitiv pentru că curentul este de la plus la minus. Toate rezistențele pasive sunt pozitive. Totuși în cazul în care înlocuim rezistența cu un amplificator și aplicăm tensiunea pozitivă la ieșirea lui, datorită reacției acesta va furniza un curent invers ce va străbate sursa de la plus la minus (invers). Dacă în figura 31 amplificatorul ideal are câștigul A=2 atunci impedanța de intrare va fi . Dacă vom înlocui Z cu un condensator atunci vom obține o reactanță capacitivă pozitivă (). Dacă vom înlocui cu o bobină vom avea o reactanță inductivă negativă (). Acum dacă vrem să anulăm efectul unui condensator C vom folosi un convertor de tipul OCS sau SCS ce va modela la ieșie un anticondensator -C. Cu alte cuvinte nu vom mai folosi o bobină. Cum ambele reactanțe sunt capacitive și urmează aceași lege de variație ele se vor anula reciproc în toată banda de frecvență atâta timp cât A=2 (vezi figura 30.b).

Fig. 32 Schema AT – de tip NIC/OSC concepție proprie cu BJT NEC85633 - NPN

Schema din figura 32 este un design propriu de AT cu reactanță pozitivă -C. Reactanța capacitivă pozitivă reflectată la ieșirea amplificatorului (stânga) este C7. Acesta va anula efectul lui C8 ce este reactanța capacitivă negativă a antenei. Rezistența de radiației este de 50 de Ohmi. Antena e alimentată la capăt și e microstrip.

În figura 33 se vede efectul adaptării cu reactanță capacitivă pozitivă. Coeficientul de reflexie de la intrarea AT-ului rămâne sub -10dB (VSWR sub 2:1) între 16.6 – 900 MHz. De la 900 MHz tranzistorul NEC85633 (model SPICE Gummel-Poon) nu mai amplifică cât trebuie, și, vraja dispare. Dispozitivul de adaptare NIC este optimizat pentru senzori RFID, dar poate fi reproiectat pentru alte aplicații în alte benzi de frecvență. Gama dinamică a AT-ului este foarte mare pentru că cele două condensatoare C și -C urmăresc aceași lege de variație.

Fig. 33 – Rezultatul acordului cu AT- NIC/OSC cu reactanță negativă din figura 32

Aplicațiile acestei tehnici de adaptare are la ora actuală un succes foarte mare în industria electronică în cele mai diverse domenii, de la amplificatoare de RF de bandă foarte largă la filtre VLSI integrate, reconfigurabile.

Concluzii

La final concluzile ca și ultimul cuvânt (dacă îl ai) sunt cele mai importante. Îmi cer scuze colegilor radioamatori pentru numărul prea mare de pagini și consistența acestui material ce s-a scris practic singur. Fiind vorba de un subiect atât de important precum acesta nu puteam să fușeresc o poveste pe numai câteva pagini. Dacă nu s-a înțeles mare lucru se pot citi măcar concluzile, iată-le:

1.       Un AT plasat lângă antenă va avea un randament mai bun. Un AT nu se evaluează doar pe o rezistență dummy-load e nevoie și de o reactanță.

2.       Strategia de adaptare contează, poate crește randamentul AT-ului, și, poate evita solicitarea unor componente.

3.       AT-ul NU acordă antena.

4.       Un AT plasat la ieșirea transceiver-ului acordă ieșirea amplificatorului final și îndeasă puterea pe linia de transmisie.

5.       Puterea îndesată pe linie ajunge integral la rezistența de radiație numai dacă AT-ul este ideal, linia nu are pierderi și la intrarea AT-ului VSWR-ul este 1:1.

6.       Un Q mare și o linie cu pierderi (lungă) sunt responsabile de randamentul foarte mic al unui AT pentru că o parte din puterea ce ajunge la antenă este folosită pentru încărcarea componentei reactive (sau ne crește factura la curent).

7.       Z-match-ul este un AT în PI, modificat.

8.       Utilizarea unui AT manual în T va permite o abordare bazată pe strategii de adaptare față de unul automat ce face o căutare oarbă (dacă îți place să apeși doar un buton iați un AT automat).

9.       Cel mai complicat AT și cel mai bun este de tip SPC care este de bandă largă. Pentru al folosi la capacitate maximă trebuie să ai informații despre antenă, linie și multe cunoștințe specifice unui inginer de RF.

10.   Desenul animat cu Tom și Jerry (secvența cu pompierii) e cel/cea mai tare. La unii ori ni s-a aprins antena ori linia ori măcar călcâiele ... cel puțin o dată-n viață.

Folosirea unui AT pentru acordul unei antene cu un Q mare pe un cablu coaxial prost îți dă dreptul să-l numești scăpărică sau păcălici. Dar cine e păcălitul?

O vară minunată! Aveți grijă de finali ... 73 de YO5OUC (Nicu) Cluj-Napoca 04 august 2021

Bibliografie

[1] https://hamwaves.com/inductance/en/index.html#input

[2] https://ac6la.com/tldetails1.html

[3] http://dd6um.darc.de/QucsStudio/qucsstudio.html

[4] https://www.nonstopsystems.com/radio/pdf-ant/antenna-article-tuners-5br.pdf

[5] https://www.radioamator.ro/articole/view.php?id=772

[6] http://users.tpg.com.au/users/ldbutler/SingleCoilVK5BRCct.htm

[7] http://users.tpg.com.au/users/ldbutler/SingleCoilZ1.8MHz.htm

[8] http://users.tpg.com.au/users/ldbutler/ZEfficiency.htm

[9] http://users.tpg.com.au/users/ldbutler/ZDrop.htm

[10] https://www.radioamator.ro/articole/view.php?id=899

[11] https://worldradiohistory.com/IRE_Proceedings.htm

Nicu Crisan YO5OUC

Articol aparut la 15-8-2021

4027