Liviu Soflete YO2BCT

Ca o continuare a articolului despre amplificatoare în clasa E, prezenta lucrare descrie experimentarea unui amplificator în contratimp care combină clasele E și F, (mai precis clasa E/F_{2, odd}).  Schema realizează absorbirea capacității parazite de drenă în montaj (ca la clasa E ) cu tratarea armonicelor superioare caracteristică clasei F (scurtcircuit pe armonicele pare, gol pe  armonicele impare). Montajul E clasic, prezentat în lucrarea anterioară, generează un conținut de armonici prea mare (în special armonica a doua); conectarea unei antene este posibilă doar prin intermediul unui FTJ  (sau antenna tuner)  care să atenueze suficient armonicele.   Un circuit în contratimp  atenuează suplimentar armonicele pare prin simetria montajului, iar prin utilizarea a două MOSFET-turi furnizează o putere dublă. Am urmărit inițial realizarea unui amplificator capabil să livreze o putere de 100W la frecvența de 7 MHz, cu o tensiune de alimentare de 13,6V. Surse de inspirație au fost “A 200 W Power Amplifier” by Takahiro Taniguchi; Kent Potter, KC6OKH and Dave Rutledge, KN6EK, publicat în QEX January / February 2004 și “7-MHz, 1.1-kW Demonstration of the new E/F_2,odd  Switching Amplifier Class” by Scott D. Kee, Ichiro Aoki, and David Ruthledge, prezentat la International Microwave Symposium, Phoenix, AZ, May 2001.

Schema amplificatorului realizat este dată în fig.1.

        Fig.1 Amplificator în contratimp, clasa E/F_2,odd – 100W out/ 7MHz la V_DD = 13,6 V

Circuitul de sarcină din drenele tranzistoarelor IRF530 este primarul transformatorului T2, alimentat prin L1 la priza mediană. Transformatorul T2 are o spiră în primar și o spiră în secundar, cuplate strâns. Primarul este acordat cu ajutorul lui C1 pe frecvența de circa 7,2 MHz, puțin mai mare decât frecvența RF de lucru (pentru a se asigura comutarea ZV_dS). Raportul de transformare fiind de 1:1, rezistența de sarcină din secundar este egală cu cea din primar. Valoarea rezistenței de sarcină trebuie aleasă astfel încât să se poată obține putere RF dorită.  Considerând o cădere de tensiune de 1,6V pe Rds on, rămâne o alimentare disponibilă medie de 12V. Pe tranzistorul blocat apare o tensiune de vârf de 3,14 x 12 = 37,68V, care corespunde la o tensiune efectivă de 0,707 x 37,68 = 26,64 V_ef. Rezistența de sarcină trebuie să fie deci U²/P  = 26.64x26.64/100 = 7,1 Ohm. Pentru un factor de calitate ales egal cu 3 al circuitului rezonant paralel, R_load  va tebui să fie de 3 ori mai mare decât X_L (sau X_C , pentru că la rezonanță cele două sunt egale), deci vom alege un X_C de ordinul 7,1/3 = 2.37 Ohm, din care rezultă valoarea capacității C1.

C1 = 1/ (2*3,14*7*10⁶*2,37) = 9,6 nF.  Dacă alegem un Q = 2,  rezultă C1 = 6,4 nF. Inductanța primarului trebuie să se acordeze cu C1 pe frecvența de 7,2MHz. Practic am construit o spiră din bandă de Cu pe care am acordat-o (cu ajutorul unui grid – dip metru) cu un condensator (C1, realizat prin conectarea în paralel a mai multor condensatori cu mică de 470 pF și 390 pF) pe 7,2 MHz. T2 a fost realizat din bandă de Cu grosime 0,5mm cu lățimea de 6,5mm, cu diametrul interior al buclei de 42mm. Secundarul este realizat din același material, înfășurat pe exteriorul primarului; izolația dintre primar și secundar este din bandă adezivă termorezistentă, pentru a rezista la lipirea cu cositor. Priza mediană este din aceeași bandă de Cu, dispusă pe diametrul primarului până la placa de circuit imprimat – legătura cu șocul de alimentare L1 se face pe partea opusă a plăcii imprimate suport (fig.2). Diferite insule de conexiune sunt realizate din bucăți de imprimat lipite cu adeziv (cianoacrilat) pe PCB-ul mare. Unii dintre condensatorii care formează C1 sunt amplasați și pe partea inferioară a PCB, pentru a avea lungimi minime ale conexiunilor la drenele MOSFET.

Fig.2 Construcția transformatorului T2 și conexiunea cu C1, L1, L2.

Adaptarea de impedanță de la 7 la 50 Ohm revine circuitului Gamma format din L2 și C3. Raportul de transformare este 1 + Q², de unde rezultă Q = 2,48 (Q = R_load/ X_L,C  , unde R_load = 50 Ohm);  de aici se pot calcula valorile lui L2 și C3, care se vor ajusta la testele finale. L2 și C3 se pot determina și pe diagrama Smith, (fig.3); se asigură un Q = 2,5 (la Test Point 2) , L2 = 393 nH, C3 = 1,1 nF, alese ca valori de start pentru teste.

Fig.3. Circuitul Gamma (L2 – C3) care transformă sarcina de 7 Ohm în 50 Ohm, la 7,1 MHz.

L1 a fost ales la 150 nH, o valoare mult mai mică decât la un montaj clasă E clasic; valoarea nu este critică, dar una prea mică crește curentul prin C1, ceea ce nu este de dorit.  L1 are 4 spire Cu Em diam. = 1,5mm  bobinat pe un dorn de 12,6 mm; L2 are 3,2 spire  Cu Em  diam. 2,5 mm/ diametrul interior 24 mm. T2, L1 și L2 sunt amplasate cu axele perpendiculare între ele pentru reducerea cuplajelor inductive (fig.5).

Inductanțele L3, L4 acordează capacitatea de intrare a MOSFET și sunt realizate cu 4 spire Cu Em  diam.= 0,3mm pe carcasă cu diametrul 5 mm, cu miez de ferită. Miezul se reglează pentru a avea amplitudinea maximă a tensiunii pe poartă la frecvența de lucru. T1 asigură aplicarea simetrică a tensiunii RF de excitație și a tensiunii de 2V bias. Este bobinat pe un tor de ferită (material neidentificat, probabil 43 de la Amidon este corespunzător) cu dimensiunile Fi_ext = 17,7 mm, Fi_int = 9,5 mm, înălțime 13,6 mm.

După testare, valorile componentelor au fost ajustate la C1 = 7,38 nF = 15 x 470 pF + 330 pF mică turnați în rășină; C3 = 2 x 470 pF mică + CV = 2 x 320 pF variabil cu aer. Inductanța L2 se reglează (prin modificarea distanței între spire)  astfel ca maximul de tensiune pe sarcina de 50 Ohm – obținut din poziția lui CV – să corespundă cu puterea dorită de 100W. În cazul meu a fost nevoie să apropii la maxim spirele – poate ar fi fost necesare patru spire, care cu spirele mai depărtate ar fi redus puțin din pierderile în bobină.

Simetria montajului influențează atenuarea armonicelor pare; în fig.4 sunt reprezentate spectrele inainte și după reglajul simetrizării. Simetria a fost ajustată montând  un condensator (C_sim din fig.1) între una din drene și masă; se caută poziția și valoarea care asigură nivelul optim al armonicelor. Eu am obținut cu un condensator de 1 nF o scădere de circa 8 dB a armonicii a 2-a, care era cea mai deranjantă. Echilibrarea cu un condensator e comodă, dar nu perfectă – nivelul celorlalte armonici chiar crește puțin ! Probabil că dacă s-ar fi reglat și inductanța (de exemplu prin mutarea fină a prizei mediane) s-ar fi obținut un rezultat și mai bun, dar complicarea nu este justificată.

Fig.4. Nivelul armonicelor înainte (stânga) și după simetrizare (dreapta) cu C_sim. Armonica a 2-a scade cu peste 8 dB, armonica a treia crește cu circa 1 dB, armonicele peste 4  sunt cu mai mult de 60 dB sub nivelul purtătoarei. După simetrizare toate armonicele sunt sub  -50dBc. Măsurare  cu SA FSL 6 cu atenuator de 50 dB, purtătoarea e circa 100W, tensiunea de alimentare V_DD = 13,6V.

Menționez că la montajul cu un singur SD2942 în clasă E armonica a 2-a a avut nivelul de -25,4 dBc, a treia  -37,3 dBc ( restul sub - 60 dBc), iar asimetria produsă de armonica a doua era vizibilă pe osciloscop, alternanța pozitivă a semnalului RF având amplitudinea mai mică decât cea negativă.

Fig.5 Vederea montajului testat, înainte de instalarea C_sim. Șocul de alimentare nu e figurat în fig.1

Valori măsurate la diferite tensiuni de alimentare sunt prezentate în  Tabelul 1.  Puterea de excitație a fost de 5W, tensiunea de polarizare  + 2V, cei doi condensatori de neutrodinare au avut valoarea de 120pF; tensiunea efectivă (V_EF = RMS) s-a măsurat cu un osciloscop TEKTRONIX TDS 3052.                                           

Tabelul 1

IRF530 are rezistența drenă-sursă (R_{ds on}) de 0,16 Ohm (la 25⁰C, la cald mai crește). Vârful de curent de 10 …13 A poate duce la căderi de tensiune de 1.6 – 2V, ceea ce reduce excursia tensiunii pe drenă și puterea generată. In schimb IRF530 suportă o tensiune maximă de 100 V pe drenă. Alegând o tensiune maximă de drenă de 80V (cu o rezervă de 20% față de maximul suportat V_{DS max}= 100V) și admițând o cădere de tensiune pe IRF de 2V, rezultă tensiunea maximă de alimentare a montajului V_DD = (80 – 2)/pi = 25V. Utilizând o tensiune de alimentare mai ridicată, putem spera să obținem 100W cu un randament mai bun (scad pierderile pe rezistențele din circuit la curenți mai mici, și căderea de tensiune pe R_{ds on} scade) sau, la aproximativ același curent consumat, se poate asigura o putere de RF aproape dublă. Incercând să păstrez cât mai mult din montajul realizat, am modificat numai circuitul de adaptare Gamma, pentru a avea pe primarul T2 rezistența de sarcină dorită.

Pentru varianta A (V_DD = 25V, Pout = 100W) rezultă R_loadA= (Vef * Vef)/100 = 0,707*78*0,707*78/100 = 30,4 Ohm, și un Q (al primarului T2 cu C1 și R_load) de circa 8,5 (de 4,28 ori mai mare decât în montajul alimentat la 12V). Circuitul Gamma A va trebui să transforme rezistența de 30 Ohm în 50 Ohm. Componentele vor avea valoarea L2A = 550 nH , C3A = 366 pF, QA = 0,818. Circuitul Gamma nu mai contribuie prea mult la atenuarea armonicelor, dar T2 cu C1 și R_load  au acum un Q de 4 ori mai mare. Creșterea factorului de calitate va duce la creșterea curentului prin primarul lui T2, deci și la pierderi corespunzător mai mari (ne așteptăm la încălzirea sensibilă a lui T2).

Pentru varianta B (V_DD = 25V, Pout = 200W) avem aceeași tensiune efectivă în primarul lui T2 și vom mări (dubla) curentul alegând o rezistență de sarcină de două ori mai mică, adică de 15,2 Ohm. Noile valori pentru L2 și C3 vor fi acum L2B = 515nH, C3B = 678 pF, QB = 1,51.

La montajul testat (fig.6) se vede o nouă poziție a bobinei L2A, mai aproape de axa de simetrie a lui T2, ceea ce asigură un cuplaj mai redus între T2 și L2. Condensatorul de simetrizare optim are valoarea de 390 pF – determinată prin încercări. Punctul de conectare la masă a lui Csim  este important pentru reducerea armonicelor peste ordinul 3 în semnalul de ieșire și trebuie determinat prin încercări.

Fig.6. Montajul A , 25V/100W. Un singur C_N, C_sim mutat deasupra lui T2

Am putut utiliza un singur condensator de neutrodinare, cu două apăreau uneori autooscilații (de nivel mic, dar în jurul lui 7 MHz, după oprirea excitării cu 7MHz/5W ), probabil din cauza creșterii amplificării la dublarea tensiunii de alimentare. Puterea de excitație a fost tot de 5W, dar și la scăderea excitației la 2W montajul încă funcționează (înteresant pentru un bun PAE); sub 2W excitație puterea de ieșire începe să scadă (probabil că tranzistoarele nu se mai saturează complet și disipația pe ele crește).

Pentru varianta B (25V, 200W), L2B are 5 spire (același conductor, același diametru de bobinare ca la L2A), C3 = 470 +330 pF mică argintată + CV. Valorile măsurate sunt prezentate în Tabelul 2.

                                                                                                                                                Tabelul 2.

L2 este construită cu conductor Cu Em diametrul 2,4 mm, cu diametrul interior 24 mm, distanța între spire 2,5 mm. CV = 2 x 320 pF. V_EF măsurat cu TEK (RMS). Tensiunea de alimentare este de 25V.

Am constatat o creștere a temperaturii la T2 (sensibilă la deget). Compoziția spectrală a semnalului de ieșire este prezentată în fig.7 (SA R&S FSL6 conectat prin atenuator de 50 dB).

Fig. 7 Semnalul de ieșire al amplificatorului. In stânga varianta de 100W (armonica a doua -50dBc, restul sub      -53dBc), în dreapta varianta de 200W (armonica a doua – 44,5dBc, restul sub -52dBc). Simetrizarea nu e perfectă, s-ar mai putea îmbunătății.

Pentru a stabili în ce măsură mă pot încrede în cifrele obținute, am executat o măsurare în paralel cu aparatele la care am avut acces, și anume: TEK (osciloscop digital Tektronix TDS 3052),  RTO (osciloscop digital Rohde Schwarz RTO 1024), analizor de spectru  R&S FSL 6 (cu eroarea specificată de producător de 0,5dB – adică circa 12% - pentru frecvențe până la 3 GHz), senzor de putere Agilent U2004A. Cel mai precis dintre acestea este U2004A, specificat de producător cu o eroare de 3%, care a fost luat ca referință, celelalte aparate au furnizat valori diferite, diferența indicându-se în procente  și în decibeli (v. Tabelul 3) față de valoarea citită de U2004A.

Pentru calculul randamentului, am măsurat tensiunea de alimentare V_DD cu un multimetru de laborator UNI-T tip UT 803, precizia pe domeniul de 60 V fiind 0,3% + 2digit. Curentul I_D de ordinul a 10 A nu poate fi suportat mai mult de 10 secunde, după care este necesar un timp de răcire de 15 minute. Am avut nevoie de o menținere în funcțiune a amplificatorului de circa 3 minute, pentru atingerea regimului stabilizat termic și peste 10 secunde pentru asigurarea timpului de achiziție pentru măsurarea cu mediere (Avg = 10 la FSL 6, Avg = 1024 pentru U2004A și Avg = 100 la RTO), de aceea curentul a fost măsurat tot cu UT 803, cu ajutorul unui șunt de 30A/300mV de clasă 0,2, obținând și o precizie ceva mai bună (precizia UT803 pe domeniul de 10A este 1,2% + 3digit). Ținând cont de valoarea mărimii măsurate (25V pe domeniul de 60V , cu rezoluția de 0,01V) , precizia măsurării tensiunii este 0,3+ 2*0,01/25*100 = 0,38%.

Precizia la măsurarea tensiunii pe domeniul de 600mV (atunci când folosesc șuntul) este 0,6% + 2 digit. Deci curentul de 10 A va fi măsurat cu precizia de 0,2% + 0,6% + 2 digit. Precizia măsurării curentului de 10 A (100mV cădere pe șunt, cu voltmetrul pe domeniul 600mV, cu rezoluția 0,1mV) este 0,2 + 0,6 +2*0,1/100*100 = 1,0%.

Produsul tensiune *curent (puterea DC) va fi deci cunoscut cu o precizie de (0,38²+1²)^1/2 =1,07% ; am considerat erorile la măsurarea tensiunii și curentului necorelate între ele (UT803 pe domenii diferite  de tensiune).

Măsurarea s-a făcut la temperatura de 25,5⁰C. Aparatura a fost încălzită 30 minute înainte de măsurare. Atenuatorul de 50 dB (compus din 30dB + 20dB) împreună cu cablurile aferente a fost calibrat cu U2004A utilizând un semnal RF la 7 MHz cu nivel de + 14 dBm generat de un generator R&S SMA100A. Atenuarea totală a fost determinată la 49,91 dB.

Spectrul asociat semnalului măsurat cu FSL6 este redat în fig.8, valorile măsurate sunt indicate în Tabelul 3 . 

Tabelul 3.

   (1) - Rezoluția afișajului este 0,1V, valoarea fluctuează între 97,4 și 97,5V

   (2) - P = (V_EF)²/50

   (3) - P [dBm] + 49,91dB,  transformată în W. Valoarea 49,91 are o incertitudine de 1,55%, determinată din datele măsurărilor cuprinse în Certificatul de calibrare al U2004A.

(4) - Diferenta față de referința măsurată cu U2004A

Fig.8 Spectrul la Pout = 186W. Armonica a 2-a la - 46dBc, arm. a 3-a la - 53 dBc

Observații:

1-      Puterea RF măsurată cu osciloscopul  (V_RMS ridicat la patrat/50 Ohm) este destul de corectă, Dif % cumulată cu incertitudinea U2004A (3%) fiind sub 5%. Deci metoda cu osciloscopul care măsoară RMS nu e chiar de neglijat, cel puțin la zeci de MHz și forme de semnal apropiate de o sinusoidă  pură.

2-      Analizorul de spectru FSL este specificat cu o incertitudine de 0,5 dB (circa 12% ). In realitate, precizia în cazul nostru poate fi cu mult mai bună: din certificatul de calibrare R&S/ 17-300499955 / 26.02.2019, la frecvența de 10 MHz ( cea mai mică din fișa de măsurări), fără preamplificator, cu atenuatorul  la 20 dB, diferența față de referință este de - 0,03dB; incertitudinea referinței de calibrare este de 0,10 dB, deci ne putem aștepta ca un semnal de 7 MHz cu valoare apropiată de 0 dBm să fie măsurat cu o precizie de circa 0,15 dB (sub 4%). Valoarea de 0,5 dB din specificație include imprecizia atenuatorului, gain flattness cu frecvența, contribuția preamplificatorului la gain și VSWR și neliniaritatea display-ului, care în cazul de față nu au importanță.

3-      Setarea la RTO a interpolării (liniar sau sinx/x), sau a decimării (sample ori RMS) practic nu afectează măsurarea RMS (se modifică doar a patra cifră din valoarea afișată). In schimb alegerea unei frecvențe de tăiere la filtrul FTJ analogic sub 200MHz sau a filtrului digital sub 250MHz scade cu zeci de procente valoarea afișată. Deci nu putem utiliza filtrele interne ale osciloscopului pentru a elimina contribuția armonicelor în puterea totală.

4-      Valoarea randamentului determinat la P_OUT = 186 W este de circa 84%, cu incertitudinea de circa 3,5% (1,07% = din puterea în CC , 3% = din puterea RF măsurată cu U2004A și 1,55% = din incertitudinea atenuatorului, mediate pătratic).

5-      Simetrizarea montajului prin introducerea unui condensator între una din drene și masă este simplă și eficace, dar pentru optimizare (care depinde și de puterea de ieșire) trebuie aleasă cu grijă valoarea acestuia și  localizarea punctului de conectare la masă.

5. Concluzii.

- se pot realiza în regim de amator amplificatoare de RF HF cu randamente peste 80% utilizând MOSFET-uri de comutație ieftine dar avantajele clasei E se păstrează doar într-o bandă de frecvențe redusă.

- un ARF în clasă E poate fi util ca etaj final pentru un emițător cu un semnal de nivel constant (FM, CW, RTTY, JT, FT8/4, SSTV și alte modulații FSK), având avantajul unui consum de putere mai mic și al unui radiator de dimensiuni mai reduse – eventual numai cu ventilație naturală.

- etajul în clasă E e mai pretențios în privința sarcinii ( SWR, modificarea parametrilor cu frecvența de lucru).

- IRF530 (și toată seria 510...540)  se pretează mai bine pentru montaje alimentate la 24V; pentru 12 - 15 V ar fi mai indicat un MOSFET cu tensiunea maximă de 60V, care poate avea R_{ds on}  mai mic.

- montajul în contratimp (cu simetrizare) permite reducerea substanțială a armonicii a doua, astfel încât nu mai este necesar un filtru  trece jos suplimentar la ieșire; același tip de tranzistor poate funcționa în CT la o frecvență dublă.

- tensiunea de alimentare mărită crește câștigul etajului, îmbunătățind PAE, dar putând favoriza apariția autooscilațiilor.

- la puteri mari, curenții mari prin circuit impun soluții constructive specifice: fracționarea condensatorilor în mai multe componente cu ESR redus, piese fără terminale (SMD), inductanțe din bandă de cupru sau diametre mari de conductor, luarea în considerație a efectului pelicular și a celui de proximitate.

- adaptarea Gamma este mai indicată decât utilizarea unui transformator de bandă largă, pentru că permite ajustarea mai comodă a raportului de transformare și realizează simultan și filtrarea armonicelor.

- la puteri mici (sub 20 W) utilizarea de miezuri toroidale permite o construcție mai compactă fără cuplaje parazite deranjante.

Decembrie 2020, YO2BCT

Liviu Soflete YO2BCT

Articol aparut la 13-12-2020

3342